- home
- Advanced Search
- Energy Research
- IET Renewable Power Generation
- Energy Research
- IET Renewable Power Generation
description Publicationkeyboard_double_arrow_right Article , Journal 2021Publisher:Institution of Engineering and Technology (IET) Authors:Souvik Das;
Sambasivaiah Puchalapalli;Souvik Das
Souvik Das in OpenAIREBhim Singh;
Bhim Singh
Bhim Singh in OpenAIREdoi: 10.1049/rpg2.12117
Abstract This study presents a strategy involving a reduction in the stator current sensor count for control of power converters, in a doubly fed induction generator (DFIG)‐based wind energy conversion system (WECS). The reduced sensor vector control scheme is effectively used in lieu of the conventional vector control algorithm during sensor failure without any change in the overall control structure. This keeps the system operational in case of sensor failure. The reduced sensor scheme necessitates precise estimation of stator flux amplitude and an orientation angle, for control of power converters under all operating conditions. A composite generalised integrator phase‐locked loop is presented to estimate accurately the stator flux amplitude and orientation angle, even at operating system irregularities such as unbalanced voltages, lower‐order harmonics in the grid voltage, DC bias in sensing circuitry, and so forth, which otherwise lead to distortions in flux and orientation angle. The grid‐side converter control is based on a twin frequency improved second‐order generalised integrator. It enables fast and accurate power quality improvement in DFIG‐based WECS during load and grid abnormalities. A laboratory prototype is developed to validate the control of the system.
add ClaimPlease grant OpenAIRE to access and update your ORCID works.This Research product is the result of merged Research products in OpenAIRE.
You have already added works in your ORCID record related to the merged Research product.This Research product is the result of merged Research products in OpenAIRE.
You have already added works in your ORCID record related to the merged Research product.All Research productsarrow_drop_down <script type="text/javascript"> <!-- document.write('<div id="oa_widget"></div>'); document.write('<script type="text/javascript" src="https://beta.openaire.eu/index.php?option=com_openaire&view=widget&format=raw&projectId=10.1049/rpg2.12117&type=result"></script>'); --> </script>
For further information contact us at helpdesk@openaire.euAccess Routesgold 2 citations 2 popularity Top 10% influence Average impulse Average Powered by BIP!
more_vert add ClaimPlease grant OpenAIRE to access and update your ORCID works.This Research product is the result of merged Research products in OpenAIRE.
You have already added works in your ORCID record related to the merged Research product.This Research product is the result of merged Research products in OpenAIRE.
You have already added works in your ORCID record related to the merged Research product.All Research productsarrow_drop_down <script type="text/javascript"> <!-- document.write('<div id="oa_widget"></div>'); document.write('<script type="text/javascript" src="https://beta.openaire.eu/index.php?option=com_openaire&view=widget&format=raw&projectId=10.1049/rpg2.12117&type=result"></script>'); --> </script>
For further information contact us at helpdesk@openaire.eudescription Publicationkeyboard_double_arrow_right Article , Other literature type , Journal 2021Publisher:Institution of Engineering and Technology (IET) Authors:S. N. Tiwari;
S. N. Tiwari
S. N. Tiwari in OpenAIRESeema Kewat;
Seema Kewat
Seema Kewat in OpenAIREBhim Singh;
Bhim Singh
Bhim Singh in OpenAIREChandrakala Devi Sanjenbam;
Chandrakala Devi Sanjenbam
Chandrakala Devi Sanjenbam in OpenAIREEn este documento, se investiga un controlador unificado de calidad de energía (UPQC) soportado por batería para una pequeña generación de energía aislada a base de agua como controlador de voltaje y frecuencia. El generador de inducción de jaula de ardilla autoexcitado accionado por motor primario de potencia constante (pequeña turbina hidráulica) tiene una tensión, frecuencia y calidad de potencia inaceptables bajo cargas no lineales. El convertidor de fuente de voltaje controlado por voltaje basado en UPQC soportado por batería está diseñado, modelado y simulado en el entorno de MATLAB. Aquí UPQC tiene convertidores en serie y en derivación con una batería y se utiliza para alimentar las cargas locales. Este pequeño sistema de generación de energía distribuida es capaz de alimentar cargas no lineales desequilibradas porque se utiliza un convertidor de derivación para cuidar la compensación de cargas desequilibradas y siempre mantiene las corrientes de la fuente equilibradas y sinusoidales. Además, se utiliza un convertidor en serie para inyectar los voltajes en serie en los terminales del generador de inducción de la jaula de ardilla autoexcitada para regular el voltaje del punto de acoplamiento común durante cargas no lineales desequilibradas. El rendimiento de un UPQC alimentado por batería también se valida experimentalmente utilizando un prototipo de laboratorio de un generador de inducción excitado por condensador de 3,7 kW, 230 V y 50 Hz. Dans cet article, un contrôleur de qualité de l'alimentation unifié (UPQC) supporté par batterie pour une petite production d'énergie isolée à base d'hydroélectricité est étudié en tant que contrôleur de tension et de fréquence. Le générateur à induction à cage d'écureuil auto-excité entraîné par un moteur à puissance constante (petite hydroturbine) a une tension, une fréquence et une qualité de puissance inacceptables sous des charges non linéaires. Le convertisseur de source de tension contrôlée sur batterie UPQC est conçu, modélisé et simulé dans un environnement Matlab. Ici, UPQC a des convertisseurs série et shunt avec une batterie et il est utilisé pour alimenter les charges locales. Ce petit système de production d'énergie distribuée est capable d'alimenter des charges non linéaires déséquilibrées car un convertisseur en dérivation est utilisé pour s'occuper de la compensation des charges déséquilibrées et il maintient toujours les courants de source équilibrés et sinusoïdaux. De plus, un convertisseur série est utilisé pour injecter les tensions série dans les bornes du générateur à induction à cage d'écureuil auto-excité afin de réguler la tension du point de couplage commun lors de charges non linéaires déséquilibrées. Les performances d'un UPQC alimenté par batterie sont également validées expérimentalement à l'aide d'un prototype de laboratoire d'un générateur à induction excité par condensateur de 3,7 kW, 230 V, 50 Hz. In this paper, a battery-supported unified power quality controller (UPQC) for a small hydro-based isolated power generation is investigated as a voltage and frequency controller. The self-excited squirrel cage induction generator driven by constant power prime mover (small hydro turbine) has unacceptable voltage, frequency and power quality under non-linear loads. The battery-supported UPQC-based voltage controlled-voltage source converter is designed, modelled and simulated in MATLAB environment. Here UPQC has series and shunt converters with a battery and it is used to feed the local loads. This small distributed power generation system is capable to feed unbalanced non-linear loads because a shunt converter is used to take care the compensation of unbalanced loads and it always maintains the source currents balanced and sinusoidal. Moreover, a series converter is used to inject the series voltages in the self-excited squirrel cage induction generator terminals to regulate the common coupling point voltage during unbalanced non-linear loads. Performance of a battery-supported UPQC is also validated experimentally using a laboratory prototype of a 3.7 kW, 230 V, 50 Hz capacitor excited induction generator. في هذه الورقة، يتم التحقيق في وحدة تحكم موحدة لجودة الطاقة مدعومة بالبطارية (UPQC) لتوليد طاقة معزولة صغيرة قائمة على الماء كوحدة تحكم في الجهد والتردد. يتمتع المولد الحثي لقفص السنجاب المستثار ذاتيًا والمدفوع بمحرك رئيسي ثابت للطاقة (توربين مائي صغير) بجهد وتردد وجودة طاقة غير مقبولة تحت الأحمال غير الخطية. تم تصميم محول مصدر الجهد المضبوط القائم على UPQC المدعوم بالبطارية ونمذجته ومحاكاته في بيئة MATLAB. هنا لدى UPQC سلسلة ومحولات تحويل مع بطارية ويتم استخدامها لتغذية الأحمال المحلية. نظام توليد الطاقة الموزع الصغير هذا قادر على تغذية الأحمال غير الخطية غير المتوازنة لأنه يتم استخدام محول تحويلة لرعاية تعويض الأحمال غير المتوازنة ويحافظ دائمًا على تيارات المصدر متوازنة وجيبية. علاوة على ذلك، يتم استخدام محول متسلسل لحقن الفولتية المتسلسلة في أطراف مولد حث قفص السنجاب ذاتية الإثارة لتنظيم جهد نقطة الاقتران المشتركة أثناء الأحمال غير الخطية غير المتوازنة. يتم أيضًا التحقق من صحة أداء UPQC المدعوم بالبطارية تجريبيًا باستخدام نموذج أولي مخبري لمولد حث متحمس بمكثف 3.7 كيلو واط، 230 فولت، 50 هرتز.
add ClaimPlease grant OpenAIRE to access and update your ORCID works.This Research product is the result of merged Research products in OpenAIRE.
You have already added works in your ORCID record related to the merged Research product.This Research product is the result of merged Research products in OpenAIRE.
You have already added works in your ORCID record related to the merged Research product.All Research productsarrow_drop_down <script type="text/javascript"> <!-- document.write('<div id="oa_widget"></div>'); document.write('<script type="text/javascript" src="https://beta.openaire.eu/index.php?option=com_openaire&view=widget&format=raw&projectId=10.1049/rpg2.12136&type=result"></script>'); --> </script>
For further information contact us at helpdesk@openaire.euAccess Routesgold 2 citations 2 popularity Top 10% influence Average impulse Average Powered by BIP!
more_vert add ClaimPlease grant OpenAIRE to access and update your ORCID works.This Research product is the result of merged Research products in OpenAIRE.
You have already added works in your ORCID record related to the merged Research product.This Research product is the result of merged Research products in OpenAIRE.
You have already added works in your ORCID record related to the merged Research product.All Research productsarrow_drop_down <script type="text/javascript"> <!-- document.write('<div id="oa_widget"></div>'); document.write('<script type="text/javascript" src="https://beta.openaire.eu/index.php?option=com_openaire&view=widget&format=raw&projectId=10.1049/rpg2.12136&type=result"></script>'); --> </script>
For further information contact us at helpdesk@openaire.eudescription Publicationkeyboard_double_arrow_right Article , Other literature type , Journal 2021Publisher:Institution of Engineering and Technology (IET) Authors:Ujjwal Kumar Kalla;
Ujjwal Kumar Kalla
Ujjwal Kumar Kalla in OpenAIREKuldeep Singh Rathore;
Kuldeep Singh Rathore
Kuldeep Singh Rathore in OpenAIRENikhil Bhati;
Nikhil Bhati
Nikhil Bhati in OpenAIRED. K. Palwalia;
+1 AuthorsD. K. Palwalia
D. K. Palwalia in OpenAIREUjjwal Kumar Kalla;
Ujjwal Kumar Kalla
Ujjwal Kumar Kalla in OpenAIREKuldeep Singh Rathore;
Kuldeep Singh Rathore
Kuldeep Singh Rathore in OpenAIRENikhil Bhati;
Nikhil Bhati
Nikhil Bhati in OpenAIRED. K. Palwalia;
D. K. Palwalia
D. K. Palwalia in OpenAIREBhim Singh;
Bhim Singh
Bhim Singh in OpenAIREIET Renewable Power Generation Volumen 15, Número 7 pág. 1498-1514 INVESTIGACIÓN ORIGINAL PAPEROpen Access Sistema de aire acondicionado controlado por modo deslizante adaptativo alimentado por microgenerador de frecuencia para áreas remotas y montañosas Ujjwal Kumar Kalla, autor correspondiente ukkalla@gmail.com Departamento de Ingeniería Eléctrica, Instituto Nacional de Tecnología Maulana Azad, Bhopal, India Correspondencia Ujjwal Kumar Kalla, Departamento de Ingeniería Eléctrica, Instituto Nacional de Tecnología Maulana Azad, Bhopal, India. Correo electrónico: ukkalla@gmail.comBusque más artículos de este autorKuldeep Singh Rathore, Departamento de Ingeniería Eléctrica, Gobierno. Engineering College Bikaner, Bikaner, Rajasthan, IndiaBusque más artículos de este autorNikhil Bhati, nikhilbhati@hotmail.com Departamento de Ingeniería Eléctrica, Gobierno. Engineering College Bikaner, Bikaner, Rajasthan, IndiaBusque más artículos de este autorDheeraj Kumar Palwalia, Department of Electrical Engineering, University College of Engineering, R.T.U., Kota, Rajasthan, IndiaBusque más artículos de este autorBhim Singh, Department of Electrical Engineering, Indian Institute of Technology Delhi, Delhi, IndiaBusque más artículos de este autor Ujjwal Kumar Kalla, Corresponding Author ukkalla@gmail.com Department of Electrical Engineering, Maulana Azad National Institute of Technology, Bhopal, India Correspondence Ujjwal Kumar Kalla, Department of Electrical Engineering, Maulana Azad National Institute of Technology, Bhopal, India. Correo electrónico: ukkalla@gmail.comBusque más artículos de este autorKuldeep Singh Rathore, Departamento de Ingeniería Eléctrica, Gobierno. Engineering College Bikaner, Bikaner, Rajasthan, IndiaBusque más artículos de este autorNikhil Bhati, nikhilbhati@hotmail.com Departamento de Ingeniería Eléctrica, Gobierno. Engineering College Bikaner, Bikaner, Rajasthan, IndiaBuscar más artículos de este autorDheeraj Kumar Palwalia, Department of Electrical Engineering, University College of Engineering, R.T.U., Kota, Rajasthan, IndiaBuscar más artículos de este autorBhim Singh, Department of Electrical Engineering, Indian Institute of Technology Delhi, Delhi, IndiaBuscar más artículos de este autorPublicado por primera vez: 16 de marzo de 2021 https://doi.org/10.1049/rpg2.12129Acerca deSectionsPDF ToolsSolicitar permisoExport citationAñadir a favoritosTrack citation ShareShare Dar accesoCompartir acceso de texto completoCompartir acceso de texto completoRevise nuestros Términos y condiciones de uso y marque la casilla a continuación para compartir la versión de texto completo del artículo.He leído y aceptado los Términos y condiciones de uso de la biblioteca en línea de WileyEnlace compartibleUse el enlace a continuación para compartir una versión de texto completo de este artículo con sus amigos y colegas. Más información. Copiar URL Compartir un enlaceCompartir enCorreo electrónicoFacebookTwitterLinked InRedditWechat Resumen Este documento presenta un sistema de aire acondicionado impulsado por un generador microhidráulico en modo de deslizamiento adaptativo en frecuencia (FASM) basado en el control de la calidad de la energía mejorada del motor de CC sin escobillas de imán permanente (PMBLDCM) para áreas remotas y montañosas. En tales lugares, la disponibilidad de la red es deficiente o limitada. El generador asíncrono autoexcitado (SEAG) es muy adecuado para la generación de energía microhidráulica. Las regulaciones de voltaje y frecuencia de los sistemas SEAG son muy pobres. Por lo tanto, se desarrolla un control FASM mejorado de la calidad de la energía de un nuevo esquema de convertidor CSC modificado basado en la función zeta (ZFM-CSC) para impulsar el sistema de aire acondicionado alimentado por SEAG impulsado por energía microhidráulica. Los sistemas de aire acondicionado convencionales son adecuados para el sistema alimentado por red, donde la frecuencia y el voltaje permanecen constantes. Sin embargo, estos esquemas de control convencionales no son adecuados para acondicionadores de aire autónomos accionados por microgeneradores hidroeléctricos basados en SEAG, ya que la frecuencia y el voltaje de este sistema varían con frecuencia a diferentes cargas y condiciones de funcionamiento dinámicas. Esto conduce a una estimación incorrecta de la corriente de la fuente de referencia en un sistema convencional, lo que a su vez afecta la estabilidad del sistema. El cambio repentino de cargas en un sistema de aire acondicionado convencional puede desmagnetizar y desestabilizar el SEAG impulsado por microhidráulica. Los resultados experimentales y simulados presentados validan la robustez de este sistema. 1 INTRODUCCIÓN En las ubicaciones montañosas y remotas, la disponibilidad de energía de la red eléctrica es limitada o no está disponible debido a la consideración de pérdidas de transmisión y distribución. Las zonas montañosas y remotas suelen ser ricas en recursos naturales que pueden utilizarse como fuente de generación de microenergía hidroeléctrica. Los sistemas electromecánicos como SEAG son muy adecuados para tales aplicaciones independientes. En este sistema de generación, los niveles de frecuencia y tensión son tan inconsistentes debido a las variaciones en las cargas y en la potencia mecánica de entrada entregada por la turbina. El voltaje de salida de un SEAG típico varía de 130 a 230 V desde la condición de carga completa hasta la condición de no carga. Se puede utilizar un sistema de aire acondicionado basado en SEAG micro hidráulico en lugares montañosos y remotos para cumplir con los requisitos de aire acondicionado de estas áreas. Además, el sistema de aire acondicionado tiene grandes fluctuaciones en las condiciones de carga dinámica. Por lo tanto, se requiere un control adecuado para desarrollar un accionamiento para el sistema de aire acondicionado, que es alimentado por dicho generador de energía independiente. Además, estos sistemas de aire acondicionado alimentados con PMBLDCM se implementan en gran medida en aplicaciones de refrigeración domésticas, industriales y corporativas, debido a la alta eficiencia, el funcionamiento silencioso, el tamaño compacto, la alta fiabilidad y los bajos requisitos de mantenimiento. Sin embargo, en un sistema convencional, un sistema de aire acondicionado alimentado con PMBLDCM exige una corriente no sinusoidal y los controladores convencionales basados en PI no son adecuados para hacer frente a condiciones de carga fluctuantes. El esquema de control óptimo y el análisis de asignación de capacidad de dicho sistema de aire acondicionado basado en PMBLDCM considerando el error de control de área, se han presentado en [1]. Una implementación de un esquema de control de optimización de un programador de control de carga para grandes cargas de aire acondicionado utilizando programación dinámica relajada, se ha informado en [2]. Una unidad PMBLDCM basada en un convertidor PFC Cuk que utiliza el método de control de voltaje para el acondicionador de aire, se ha investigado e implementado en [3]. Se ha informado de un esquema de regulación de frecuencia para el aire acondicionado en [4]. El esquema presentado en este trabajo, integra un sistema de aire acondicionado altamente descentralizado. En [5] se ha presentado un estudio detallado de las técnicas de gestión de energía para acondicionadores de aire que utilizan inteligencia computacional. En [6] se ha informado de un sistema inteligente de aire acondicionado que utiliza el control de radiodifusión en la tecnología de portadores de línea eléctrica. Un modelo de control predictivo del sistema de aire acondicionado de naturaleza distribuida se ha presentado en [7]. El esquema de control presentado en la presente compensa rápidamente las fluctuaciones en la energía solar. El modelado del acondicionador de aire basado en inversor se ha presentado en [8]. Presta los servicios de regulación de frecuencias en el sistema. El control directo de carga del aire acondicionado utilizando el modelo de despacho rápido se ha presentado en [9]. El efecto sobre la recuperación de voltaje de fallas transitorias en el sistema de aire acondicionado, se ha investigado en [10]. Hajipour et al. [11], han informado de un modelo agregado mejorado de acondicionadores de aire residenciales para estudios FIDVR. Fu [12] ha presentado el método de control de flujo probabilístico de potencia basado en la temperatura considerando variables estocásticas de alta dimensión. En [13] se ha presentado un método justo para asignar la energía al sistema de aire acondicionado en la red inteligente. El estudio de modelado y simulación del ruido de modo común producido por el sistema de aire acondicionado basado en inversor se ha discutido en [14]. En [15] se ha informado de un esquema de control basado en la regulación del voltaje de enlace de CC de un condensador electrolítico menos la unidad PMSM. Se ha investigado un esquema para el ahorro de energía en el sistema de aire acondicionado de los centros de datos en [16]. Se ha informado de un controlador MPPT que utiliza un esquema de sensor único para generadores de inducción impulsados por el viento en [17]. En [18] se ha informado de un pequeño sistema integrado de generación de energía hidroeléctrica y eólica con un número reducido de convertidores. En [19] se ha presentado un esquema de control de micro red solar e hidroeléctrica pequeña. La optimización de la salida del sistema de aire acondicionado inversor utilizando modelos de almacenamiento de energía se ha presentado en [20]. Un esquema de control de consenso de un acondicionador de aire inversor se ha discutido en [21]. En [22] se ha presentado un sistema de enfriador de aire solar que utiliza PMBLDCM independiente con eficiencia mejorada. Según el estudio de la literatura presentada en [1-22], aún no se han explorado los pequeños sistemas de aire acondicionado impulsados por hidroeléctricas para ubicaciones remotas. Los accionamientos de motor BLDC se utilizan ampliamente en diversas aplicaciones, como vehículos eléctricos, acondicionadores de aire, ventiladores, sistemas solares de bombeo de agua y sistemas de automatización [23]. Estos motores se alimentan a través de un rectificador de puente de diodos alimentado desde una red de CA monofásica seguida de un condensador de enlace de CC y un inversor de fuente de tensión (VSI). La unidad PMBLDCM convencional basada en VSI sufre problemas de calidad de energía, como un factor de potencia (PF) deficiente, una alta distorsión de armónicos totales (ThD) y un factor de cresta (CF) de la corriente de la fuente, debido a la carga incontrolada del condensador de enlace de CC, lo que da como resultado una forma de onda de corriente pulsada que tiene un valor máximo más alto que la amplitud del componente fundamental de la corriente de la fuente. En la literatura se han informado varios esquemas de corrección del factor de potencia (PFC) para una unidad PMBLDCM [24]. El análisis de los convertidores CC-CC se ha informado en [25]. El diseño y análisis de PMBLDCM sin ranura se informa en [26]. En [27] se introduce un accionamiento de motor de imán permanente de cinco fases. Un motor híbrido micro BLDC se informa en [28]. Varias configuraciones de rotor para el motor BLDC se informan en [29]. La operación de rizado de par reducido del sistema de aire acondicionado PMBLDCM utilizando la técnica de control de par directo se ha informado en [30]. Se ha informado de un procedimiento de detección de campos electromagnéticos inversos para la unidad PMBLDCM sin sensor en [31]. La determinación de la calidad de magnetización de los motores BLDC se ha informado en [32]. En [33] se presenta un método de optimización para diseñar un motor BLDC para aviones solares. En [34] se presenta un controlador fuzzy bang-bang híbrido en tiempo real. Un sistema de bombeo basado en motor BLDC accionado por energía solar se informa en [35]. En la literatura disponible se ha informado de un gran número de esquemas de corrección del factor de potencia, que son muy útiles para los sistemas conectados a la red. Sin embargo, el sistema de aire acondicionado autónomo accionado por generador requiere modificaciones significativas en el sistema de control convencional para el correcto funcionamiento del sistema. La frecuencia de un sistema conectado a la red permanece constante, mientras que la frecuencia de un sistema SEAG independiente varía con las diferentes condiciones de carga y funcionamiento. En el sistema convencional, se considera un valor pico fijo de la tensión de la fuente para estimar la plantilla de la unidad, que se utiliza para la generación de una señal de corriente de referencia. Sin embargo, en el sistema de aire acondicionado microhidroeléctrico propuesto, el voltaje y la frecuencia del generador asíncrono monofásico tienen una regulación deficiente, por lo tanto, el valor máximo del voltaje también fluctúa, lo que conduce a una estimación incorrecta de la corriente de la fuente de referencia y, a su vez, afecta la estabilidad del sistema. La Tabla 1 muestra la comparación del esquema propuesto con los esquemas convencionales informados. TABLA 1. Rendimiento de diferentes convertidores CC/CC con sistema de aire acondicionado Parámetros Buck-boost SEPIC Luo Esquema propuesto Ondulación de corriente de entrada Alto Alto Alto Bajo Número de componentes en el convertidor 4 6 6 4 Sobreimpulso en la tensión de enlace de CC Sí Sí No Tiempo de asentamiento durante la condición dinámica Alto Alto Alto Bajo Estabilidad Pobre Pobre Requisito estable del filtro LC Sí Sí Sí No Este documento propone una plantilla de unidad basada en el esquema de estimación de picos de frecuencia adaptativa y la corriente de fuente de referencia del sistema de generación. Es muy adecuado y también mejora significativamente la estabilidad del sistema de este sistema de aire acondicionado monofásico alimentado por SEAG. El control de retroalimentación en modo deslizante mejora aún más la estabilidad del sistema. Este documento examina un sistema de aire acondicionado CSC-PMBLDCM modificado controlado por retroalimentación en modo deslizante adaptativo de corrección del factor de potencia (PFC) alimentado por un generador independiente. El control del factor de potencia propuesto con topología basada en convertidor CSC modificada mejora significativamente la calidad de la potencia y el rendimiento del sistema en estado estacionario, así como en condiciones dinámicas. Las siguientes lagunas de investigación de los esquemas convencionales [1-22] se han eliminado en el esquema propuesto: No hay ningún esquema informado en la literatura que aborde los problemas técnicos, los desafíos y sus técnicas de mitigación para los sistemas de aire acondicionado alimentados por pequeños generadores de energía hidroeléctrica independientes. El esquema propuesto también tiene una característica única de la generación de plantillas de unidades de frecuencia adaptativa, lo que hace que el esquema sea muy adecuado para la corrección del factor de potencia en el sistema de aire acondicionado alimentado por PMBLDCM basado en la generación de energía renovable independiente. Es bien sabido que la frecuencia del sistema de SEAG no permanece constante, sino que varía en diversas condiciones de funcionamiento, como perturbaciones de carga o variación en la potencia mecánica de entrada suministrada al motor principal del generador. El esquema propuesto es muy adecuado para el sistema de aire acondicionado alimentado por PMBLDCM, que se alimenta de dicha fuente de generación de energía con mala regulación de frecuencia. El esquema propuesto se basa en un control de retroalimentación en modo deslizante adaptativo, que elimina todos los rebasamientos y rebasamientos en la tensión de enlace de CC. Las posibilidades de fluctuación/oscilaciones/exceso de velocidad del sistema de aire acondicionado alimentado con PMBLDCM también se eliminan durante el período de inicio y en condiciones de perturbación de carga. El documento tiene las siguientes 7 secciones. La introducción y la brecha de investigación se presentan en la Sección 1. La Sección 2 se ocupa de la descripción de los sistemas del esquema propuesto. En la Sección 3 se ha presentado el algoritmo de control y análisis matemático del sistema. El rendimiento simulado del sistema se ha discutido y analizado en la Sección 4. Los detalles de la configuración experimental y su rendimiento se han descrito en la Sección 5. La comparación del esquema propuesto con los otros esquemas convencionales se ha descrito en la Sección 6. Las conclusiones del documento se han presentado en la Sección 7. 2 DESCRIPCIÓN DEL SISTEMA El convertidor de celda de conmutación canónica modificada basado en la función PFC zeta (ZFM-CSC) propuesto que utiliza el control de retroalimentación en modo deslizante para un sistema de aire acondicionado alimentado por unidad PMBLDCM incluye una fuente monofásica, un filtro de CA de entrada, un rectificador utilizado es un rectificador de puente de diodos, un convertidor ZFM-CSC controlado utilizando un nuevo esquema de control de velocidad basado en PFC para la unidad PMBLDCM, un VSI trifásico y un motor PMBLDCM. El rectificador convierte la alimentación de CA en alimentación de CC. El esquema de control propuesto opera el convertidor ZFM-CSC de tal manera que la corriente de la fuente permanece sinusoidal y en fase con la tensión de la fuente en todas las condiciones de funcionamiento. Los sensores de efecto Hall proporcionan la retroalimentación de la posición del rotor al controlador para generar voltajes de salida trifásicos de forma adecuada para el motor PMBLDC. El convertidor ZFM-CSC propuesto controla la tensión de enlace de CC del VSI trifásico, que controla la velocidad del motor PMBLDC y, a su vez, acciona el compresor del sistema de aire acondicionado. El algoritmo de control detallado junto con los esquemas de circuitos para el sistema de aire acondicionado alimentado con PFC ZFM-CSC PMBLDCM propuesto, se presenta en la Figura 1 para el modo de operación de corriente continua. El esquema presentado en la Figura 1, es aplicable para la operación de PFC del sistema de aire acondicionado alimentado con PMBLDCM bajo una frecuencia variable del sistema. Este esquema se considera muy adecuado para sistemas de aire acondicionado alimentados con PMBLDCM de alta, media y baja potencia para áreas remotas y montañosas. En la Figura 2 se muestra una configuración experimental del sistema propuesto. FIGURA 1Abrir en el visor de figurasDiagrama esquemático de PowerPoint del sistema de aire acondicionado PMBLDCM de calidad de energía mejorada basado en el control del modo de deslizamiento adaptativo de frecuencia alimentado por el generador microhidráulico (FASM) para áreas remotas y montañosas FIGURA 2Abrir en el visor de figurasPowerPoint Configuración experimental del sistema propuesto En un sistema convencional, se considera un valor máximo fijo de la tensión de la fuente para estimar la plantilla de la unidad, que se utiliza para la generación de una señal de corriente de referencia. Sin embargo, en el sistema de aire acondicionado microhidroeléctrico propuesto, el voltaje y la frecuencia del generador asíncrono monofásico tienen una regulación deficiente, por lo tanto, el valor máximo del voltaje también fluctúa. Conduce a una estimación incorrecta de la corriente de la fuente de referencia, lo que a su vez afecta la estabilidad del sistema. Por lo tanto, este documento propone un esquema de estimación de picos adaptativa de frecuencia (FAPE) basado en una plantilla de unidad y una fuente de referencia de corriente para el sistema de generación. Mejora significativamente la estabilidad del sistema en un sistema de aire acondicionado monofásico alimentado con SEAG. El diagrama de flujo del bloque FAPE del esquema propuesto se muestra en la Figura 3. La técnica FAPE mostrada en la Figura 3, se utiliza en el sistema propuesto para generar una señal en cuadratura de tensión SEAG. El voltaje de entrada vg(i) se pasa a través de un filtro de paso bajo antes de alimentarlo al bloque FAPE, para eliminar el ruido medido de la señal. El voltaje filtrado se muestrea cada 30 μs y se almacena en una matriz. El valor de cada muestra se compara con la muestra tomada previamente. Si el valor de muestra anterior es menor que cero y el nuevo valor de muestra es mayor que cero, el bloque FAPE registra este punto como un punto de cruce por cero positivo de un voltaje de entrada. El valor del período de tiempo estimado de la tensión de entrada se utiliza para introducir un desplazamiento de fase de 90° (tiempo de retardo igual al período/4) en el siguiente ciclo de la tensión del sistema para generar la señal en cuadratura de la tensión SEAG. Como la frecuencia y el voltaje de SEAG dependen de la condición de carga y los cambios estacionales, no es posible generar una señal de desplazamiento de fase de 90° añadiendo un retardo de tiempo fijo en cada ciclo de la señal de voltaje del sistema. Por lo tanto, se introduce un retardo de tiempo estimado en cada ciclo del voltaje SEAG para obtener una señal en cuadratura (igual a un cuarto del período de tiempo estimado de su ciclo anterior), y esta señal desplazada de fase de 90° es necesaria para generar una plantilla unitaria de voltaje de entrada según lo requiera la entrada de PFC. FIGURA 3Abrir en el visor de figuras Diagrama de flujo de PowerPoint del bloque FAPE El control de retroalimentación en modo deslizante mejora aún más la estabilidad del sistema. La velocidad de referencia del motor después de una multiplicación con un factor de ganancia de bucle de velocidad, se compara con el voltaje de enlace de CC del inversor de fuente de voltaje (VSI) para estimar el error en el voltaje de enlace de CC. Se procesa un error en la tensión de enlace de CC a través de un controlador de PI de velocidad para garantizar el error cero en la velocidad del accionamiento. La salida de este controlador PI de velocidad se multiplica por la plantilla de unidad adaptativa de frecuencia de la tensión del sistema para generar una señal de corriente CC de referencia del accionamiento. Esta señal de corriente de referencia se compara con la corriente de la fuente de CC rectificada, y este error de corriente se procesa a través de un controlador de retroalimentación en modo deslizante. La salida del controlador de retroalimentación en modo deslizante se alimenta al bloque de generación de PWM. Este bloque genera la señal de compuerta PWM para controlar la operación de conmutación del interruptor Sw1 con el fin de lograr el rendimiento deseado del sistema de aire acondicionado alimentado con PMBLDCM. En el esquema propuesto, la velocidad del accionamiento PMBLDCM se controla ajustando la tensión de enlace de CC del VSI. Esta tensión de enlace de CC de VSI se controla a través del interruptor Sw1. El funcionamiento de este interruptor se controla a través del controlador de retroalimentación en modo deslizante propuesto para reducir la posibilidad de una sobretensión en el interruptor. El convertidor ZFM-CSC reduce la ondulación de voltaje en el voltaje de enlace de CC con pérdidas de conmutación reducidas debido al uso de un solo interruptor y alta energía almacenada en los componentes del circuito. 3 ALGORITMO DE CONTROL Y ANÁLISIS DEL SISTEMA Esta sección consiste en el algoritmo de control, diseño y análisis del sistema. 3.1 Algoritmo de control El sistema propuesto contiene dos bucles, uno es el bucle de control de temperatura y el bucle de generación de ciclo de trabajo y PFC. 3.1.1 Bucle de control de temperatura El valor de la temperatura ambiente real (T) se compara con un valor de referencia de la temperatura ambiente T* para calcular el error en la temperatura. T e r = T ∗ − T . (1) Aquí T* es el valor de referencia de la temperatura establecida por el consumidor. T es el valor real de la temperatura ambiente. Ter es la diferencia entre el valor de referencia y el valor real de la temperatura ambiente. De acuerdo con la diferencia de temperatura, el voltaje de referencia para el motor PMBLDCM del compresor se decide utilizando la Tabla 2. TABLA 2. Tabla de búsqueda de ganancia de temperatura frente a tensión Ter(°C) >20 15–20 15–10 10–3 <3 V*DL (V) 310 230 160 110 70 La tensión de enlace de CC (VDL) en el lado de entrada de VSI se compara con una tensión de enlace de CC de referencia V*DL para calcular el error en la tensión de enlace de CC. V D e r = V D L ∗ − V D L . (2) El error en la tensión de enlace de CC se procesa a través del controlador proporcional-integral (PI). V v s p ( k ) = V v s p ( k − 1 ) + K i v s p { V D e r ( k ) − V D e r ( k − 1 ) } + K p v s p V D e r ( k ) , (3) donde Kivsp y Kpvsp son constantes integrales y proporcionales del controlador de velocidad PI. 3.1.2 PFC y bucle de estimación del ciclo de trabajo La tensión de la fuente (vg) se procesa a través del bloque de desplazamiento de fase para obtener una señal de desplazamiento de fase 900 (vgq) de la tensión de la fuente con el fin de obtener una señal de desplazamiento de fase adaptativa a la frecuencia de la tensión de la fuente. El voltaje de salida rectificado (VR) es determinado por Vgpeak para obtener una plantilla de unidad de voltaje de fuente (usp) u s p ( k ) = V R ( k ) V g p e a k ( k ) . (4) La salida de la ecuación del controlador PI de voltaje (3) se multiplica con la plantilla de unidad de la ecuación de voltaje de salida SEAG (4) para obtener el valor de referencia de la corriente rectificada. I g ∗ ( k ) = V s p ( k ) × u s p ( k ) . (5) La corriente de la fuente de referencia (i*g) se compara con la corriente de la fuente detectada (ig) para obtener un error en la corriente de la fuente. I g e ( k ) = I g ∗ ( k ) − I g ( k ) = I g e 1 ( k ) . (6) Este error actual se procesa a través del controlador de retroalimentación en modo deslizante. I g e 2 ( k ) = 1 T S I g e 1 ( k ) − I g e 2 ( k ) . (7) El Ige(k) pasó a través de un bloque de retardo unitario (1/Z) para obtener Ige2(k) retrasado en un instante de muestreo. Un bloque de función, que produce +1 o -1 de acuerdo con el valor de la entrada (M, N), se procesa como, M. = α I. g e 1 ( k ) I. g e 2 ( k ) , N. = β I. g e 1 ( k ) I. g e 2 ( k ) . (8) El ciclo de trabajo del convertidor se calcula de la siguiente manera D = ± Z 1 I g e 1 Z 2 I g e 2 . (9) La salida del controlador de retroalimentación en modo deslizante se procesa a través del generador PWM. La salida del generador PWM se alimenta al interruptor electrónico de potencia (IGBT) a través del circuito de aislamiento óptico y controlador. El control deseado de la tensión de enlace de CC y la operación mejorada de la calidad de la energía del accionamiento PMBLDCM propuesto se logran mediante el control de la operación de conmutación del interruptor (Sw1). 3.2 Diseño del convertidor ZFM-CSC controlado en modo deslizante PFC Esta sección presenta el diseño del convertidor ZFM-CSC PFC propuesto para funcionar en CCM (modo de conducción continua) de modo que la corriente del inductor de transferencia iL1 y el voltaje a través del condensador de transferencia C1 permanezcan continuos en cada período de conmutación. El procedimiento de diseño se presenta para una potencia nominal de 700 W. Todos los componentes del sistema pueden rediseñarse para cualquier potencia nominal superior de manera similar. La variación en el voltaje de enlace de CC se considera de 70 a 310 V (valor máximo del voltaje de salida) para un rango suficiente de variación en las velocidades. La tensión de la fuente de entrada, vg se representa de la siguiente manera. v g t = V m Sin 2 π f L t = 220 2 Sin 314 t V , (10) donde Vm es la tensión de entrada máxima (es decir, 2 V g ), fL es la frecuencia del sistema (es decir, 50 Hz). El voltaje instantáneo a través de la combinación de interruptor e inductor se representa de la siguiente manera. v g , i n ( t ) = v m Sin ω t = 220 2 Sin 314 t V. (11) La tensión de salida, VDL del convertidor es la siguiente. V D L = 1 − 2 D 1 − D V g , (12) donde D representa el ciclo de trabajo. Un ciclo de trabajo instantáneo D(t) se calcula de la siguiente manera. D ( t ) = V D L − V g ( t ) V D L + 2 V g ( t ) = V D L − V m Sin ω t V D L + 2 V m Sin ω t (13) Dado que la velocidad del motor depende de la tensión de enlace de CC VDL de VSI, por lo tanto, la potencia instantánea, Pg,in puede considerarse como una función lineal de la tensión de enlace de CC VDL como, P g , i n = P p e a k V D L , p e a k V D L , (14) donde VDL,peak es el valor máximo de la tensión de enlace de CC y Ppeak es la potencia nominal del convertidor. 3.2.1 Diseño del inductor de transferencia L1 El valor del inductor de transferencia L1 se calcula en modo de operación de conducción continua para el límite permisible (λ) de la corriente del inductor IL1. El valor crítico del inductor L1 se calcula de la siguiente manera. L 1 = v g , i n ( t ) D ( t ) λ . I g , i n ( t ) f S = R s D ( t ) λ . f S = v g 2 P g , i n D ( t ) λ . f S , (15)donde Rs es una resistencia de entrada equivalente, fs es la frecuencia de conmutación del interruptor del convertidor y Pg,in es una potencia de entrada instantánea. El valor de la frecuencia de conmutación decide las pérdidas en el interruptor y el tamaño del inductor de transferencia L1. La frecuencia de conmutación de 10 kHz se considera en este procedimiento de diseño. La corriente máxima a través del inductor aparece cuando la tensión de enlace de CC es máxima, es decir, 310 V a la potencia máxima (Pg,pico) y la tensión de fuente mínima (Vg,min) es de 85 V. Por lo tanto, el valor mínimo del inductor de transferencia para el modo CCM se calcula de la siguiente manera [37]. L 1 min = V g , min 2 P g , p e a k D ( t ) λ . f S = 85 2 700 0.7206 0.3 × 10000 ≈ 2.47 m H , (16) donde el límite permisible en la ondulación de la corriente del inductor se toma 30%. El valor se selecciona más de 2.47 mH para operar el convertidor en CCM, por lo que el valor del inductor de transferencia se toma 4 mH para este sistema. 3.2.2 Diseño del condensador de transferencia C1 El condensador de transferencia C1 se calcula de la siguiente manera [4], C 1 = V D L D ( t ) Δ V C 1 ( t ) f S R = V D L D ( t ) η V g ( t ) + V D L f S R S , (17) donde η es el voltaje de rizado a través del condensador de transferencia C1, el voltaje a través de C1 es VC1 y la resistencia de carga es igual a RL, que se calcula como RL = VDL2/Pg,in. El valor máximo del condensador de transferencia C1 se calcula de la siguiente manera. C 1 , max = V D L max D ( t ) η 2 V g max + V D L max f S R L = 310 × 0.4481 0.1 270 2 + 310 10000 × 192.2 = 1.022 μ F (18) Por lo tanto, el valor del condensador de transferencia se elige menos que el valor máximo, por lo que C1 se considera 0.66 μF para este diseño. 3.2.3 Diseño del inductor de salida Lo El valor del inductor de salida Lo se calcula para el modo de operación CCM para el límite de ondulación permisible (γ) en la corriente del inductor ILo. El valor del inductor Lo se calcula de la siguiente manera [36]. L o = V D L × ( 1 − D ) γ × I L o × f S = V D L × D γ × i g × f S = R g × V D L × D γ × V g × f S = v g 2 P g , i n V D L γ × 2 v g × f S V D L − 2 V g V D L + 2 2 V g (19) La corriente máxima a través del inductor aparece cuando la tensión de enlace de CC es máxima, es decir, a la potencia máxima (Pmax) y a la tensión de fuente mínima (Vg,min). Por lo tanto, el inductor Lo para la ondulación máxima permisible (γ) en corriente del 30% se calcula de la siguiente manera [36], L o, c c m = v g , min 2 P g , p e a k V D L , max γ × 2 v g , min × f S V D L , max − 2 v g , min V D L , max + 2 2 v g , min = 85 2 700 310 0.3 × 2 × 85 × 10 , 000 310 − 2 × 85 310 + 2 2 × 85 = 3.06 m H (20) Por lo tanto, el valor de Lo se elige 3 mH para operar el convertidor en CCM de operación. 3.2.4 Diseño del condensador de enlace de CC Co El condensador de enlace de CC Co se determina de la siguiente manera [4]. C o = I o 2 ω Δ V D L = P g , i n V D L 1 2 ω κ V D L , (21)donde κ representa la ondulación permitida en el voltaje de enlace de CC. Teniendo en cuenta el valor mínimo de la tensión de enlace de CC (70 V). C o = P min V D L min 1 2 ω κ V D L min = 113 70 1 2 × 314 × 0.20 × 70 ≈ 1836 μ F . (22) Por lo tanto, se selecciona el condensador de enlace de CC de 2200 μF para esta aplicación. 3.2.5 Diseño del filtro de condensador de derivación CSh Un filtro de condensador de derivación (CSh) está conectado a través de la fuente y se calcula de la siguiente manera [36]. C S h = I g ω L V g ( t ) tan ( θ ) = P g , i n 2 / v g ω L 2 V g tan ( θ ) (23) El condensador de derivación máximo está diseñado para el valor máximo de la potencia de entrada al máximo IET Renewable Power GenerationVolume 15, Issue 7 p. 1498-1514 RECHERCHE ORIGINALE PAPEROpen Access Micro-générateur hydraulique alimenté par un système de climatisation adaptatif à glissement de fréquence pour les zones reculées et vallonnées Ujjwal Kumar Kalla, auteur correspondant ukkalla@gmail.com Département de génie électrique, Maulana Azad National Institute of Technology, Bhopal, Inde Correspondance Ujjwal Kumar Kalla, Département de génie électrique, Maulana Azad National Institute of Technology, Bhopal, Inde. E-mail : ukkalla@gmail.comRecherchez d'autres articles de cet auteurKuldeep Singh Rathore, Department of Electrical Engineering, Govt. Engineering College Bikaner, Bikaner, Rajasthan, IndeRecherche pour plus d'articles par cet auteurNikhil Bhati, nikhilbhati@hotmail.com Département de génie électrique, Gouvernement. Engineering College Bikaner, Bikaner, Rajasthan, IndeRecherche pour plus d'articles de cet auteurDheeraj Kumar Palwalia, Department of Electrical Engineering, University College of Engineering, R.T.U., Kota, Rajasthan, IndeRecherche pour plus d'articles de cet auteurBhim Singh, Department of Electrical Engineering, Indian Institute of Technology Delhi, Delhi, IndeRecherche pour plus d'articles de cet auteur Ujjwal Kumar Kalla, Correspondant Author ukkalla@gmail.com Department of Electrical Engineering, Maulana Azad National Institute of Technology, Bhopal, Inde Correspondance Ujjwal Kumar Kalla, Department of Electrical Engineering, Maulana Azad National Institute of Technology, Bhopal, Inde. E-mail : ukkalla@gmail.comRecherchez d'autres articles de cet auteurKuldeep Singh Rathore, Department of Electrical Engineering, Govt. Engineering College Bikaner, Bikaner, Rajasthan, IndeRecherche pour plus d'articles par cet auteurNikhil Bhati, nikhilbhati@hotmail.com Département de génie électrique, Gouvernement. Engineering College Bikaner, Bikaner, Rajasthan, IndeRecherche pour plus d'articles de cet auteurDheeraj Kumar Palwalia, Department of Electrical Engineering, University College of Engineering, R.T.U., Kota, Rajasthan, IndeRecherche pour plus d'articles de cet auteurBhim Singh, Department of Electrical Engineering, Indian Institute of Technology Delhi, Delhi, IndeRecherche pour plus d'articles de cet auteur Première publication : 16 mars 2021 https://doi.org/10.1049/rpg2.12129AboutSectionsPDF ToolsRequest permissionExport citationAdd to favoritesTrack citation ShareShare Give accessShare full text accessShare full-text accessPlease review our Terms and Terms of Use and check box below to share full-text version of article.I have read and accept the Wiley Online Library Terms and Conditions of UseShareable LinkUse the link below to share a full-text version of this article with your friends and colleagues. En savoir plus.Copy URL Share a linkShare onEmailFacebookTwitterLinked InRedditWechat Abstract This paper presents a micro-hydro generator driven frequency adaptive sliding mode (FASM) control-based improved power quality permanent magnet brushless DC motor (PMBLDCM) driven air condition system for remote and villy areas. Dans de tels endroits, la disponibilité du réseau est faible ou limitée. Le générateur asynchrone auto-excité (SEAG) convient parfaitement à la production de micro-hydroélectricité. Les réglementations de tension et de fréquence des systèmes SEAG sont très médiocres. Par conséquent, un contrôle FASM de qualité d'alimentation améliorée d'un nouveau schéma de convertisseur CSC modifié basé sur la fonction zêta (ZFM-CSC) est développé pour piloter le système de climatisation alimenté par SEAG alimenté par micro-hydroalimentation. Les schémas de climatisation conventionnels conviennent au système alimenté par le réseau, où la fréquence et la tension restent constantes. Cependant, ces schémas de contrôle conventionnels ne conviennent pas aux climatiseurs autonomes à micro-générateur SEAG, car la fréquence et la tension de ce système varient fréquemment à différentes charges et conditions de fonctionnement dynamiques. Cela conduit à une estimation incorrecte du courant de la source de référence dans un système conventionnel, ce qui affecte à son tour la stabilité du système. Le changement soudain des charges dans un système de climatisation conventionnel peut démagnétiser et déstabiliser le SEAG entraîné par micro-hydro. Les résultats expérimentaux et simulés présentés valident la robustesse de ce système. 1 INTRODUCTION Dans les endroits vallonnés et éloignés, la disponibilité de l'énergie du réseau électrique est limitée ou non disponible en raison de la prise en compte des pertes de transport et de distribution. Les régions vallonnées et éloignées sont généralement riches en ressources naturelles qui peuvent être utilisées comme source de microgénération hydroélectrique. Les systèmes électromécaniques tels que SEAG conviennent parfaitement à de telles applications autonomes. Dans ce système de génération, les niveaux de fréquence et de tension sont tellement incohérents en raison des variations des charges et de la puissance mécanique d'entrée fournie par la turbine. La tension de sortie d'un SEAG typique varie de 130 à 230 V de la pleine charge à l'état sans charge. Un microsystème de climatisation à base de SEAG piloté par hydroélectricité peut être utilisé dans des endroits vallonnés et éloignés pour répondre aux exigences de climatisation de ces zones. En plus de cela, le système de climatisation présente de grandes fluctuations dans les conditions de chargement dynamiques. Par conséquent, une commande appropriée est nécessaire pour développer un entraînement pour le système de climatisation, qui est alimenté par un tel générateur de puissance autonome. En dehors de cela, ces systèmes de climatisation alimentés par PMBLDCM sont largement mis en œuvre dans les applications de refroidissement domestiques, industrielles et d'entreprise, en raison de leur haute efficacité, de leur fonctionnement silencieux, de leur taille compacte, de leur haute fiabilité et de leurs faibles exigences de maintenance. Cependant, dans un système conventionnel, un système de climatisation alimenté par PMBLDCM exige un courant non sinusoïdal et les contrôleurs conventionnels à base de PI ne sont pas adaptés pour faire face aux conditions de charge fluctuantes. Le schéma de contrôle optimal et l'analyse d'allocation de capacité d'un tel système de climatisation basé sur PMBLDCM compte tenu de l'erreur de contrôle de zone, ont été présentés dans [1]. Une mise en œuvre d'un schéma de contrôle d'optimisation d'un ordonnanceur de contrôle de charge pour de grandes charges de climatisation utilisant une programmation dynamique détendue, a été rapportée dans [2]. Un variateur PMBLDCM basé sur un convertisseur Cuk PFC utilisant la méthode de contrôle de tension pour le climatiseur, a été étudié et mis en œuvre dans [3]. Un schéma de régulation de fréquence pour le climatiseur a été rapporté dans [4]. Le schéma présenté dans ce travail, intègre un système de climatisation très décentralisé. Une étude détaillée des techniques de gestion de l'énergie pour les climatiseurs utilisant l'intelligence computationnelle a été présentée dans [5]. Un système de climatisation intelligent utilisant le contrôle de diffusion dans la technologie de support de ligne électrique a été signalé dans [6]. Un modèle de contrôle prédictif du système de climatisation de nature distribuée a été présenté dans [7]. Le schéma de commande présenté ici compense rapidement les fluctuations de l'énergie solaire. La modélisation du climatiseur à base d'onduleur a été présentée dans [8]. Il fournit les services de régulation de fréquence dans le système. Le contrôle direct de la charge du climatiseur à l'aide d'un modèle d'expédition rapide a été présenté dans [9]. L'effet sur la récupération de tension des défauts transitoires dans le système de climatisation a été étudié dans [10]. Hajipour et al. [11], ont rapporté un modèle agrégé amélioré de climatiseurs résidentiels pour les études FIDVR. Fu [12] a présenté la méthode de contrôle de flux probabiliste de puissance basée sur la température en tenant compte des variables stochastiques de grande dimension. Une méthode équitable d'allocation de l'énergie au système de climatisation dans le réseau intelligent a été présentée dans [13]. L'étude de modélisation et de simulation du bruit en mode commun produit par le système de climatisation basé sur un onduleur a été discutée dans [14]. Un schéma de contrôle basé sur la régulation de la tension de liaison CC d'un condensateur électrolytique moins l'entraînement PMSM a été rapporté dans [15]. Un schéma d'économie d'énergie dans le système de climatisation des centres de données a été étudié dans [16]. Un contrôleur MPPT utilisant un schéma à capteur unique pour les générateurs à induction entraînés par le vent a été signalé dans [17]. Un petit système intégré de production d'énergie hydroélectrique et éolienne avec un nombre réduit de convertisseurs a été signalé dans [18]. Un schéma de contrôle du micro-réseau solaire et des petites centrales hydroélectriques a été présenté dans [19]. L'optimisation de la sortie du système de climatisation de l'onduleur à l'aide de la modélisation du stockage d'énergie a été présentée dans [20]. Un schéma de contrôle consensuel d'un climatiseur à onduleur a été discuté dans [21]. Un système de refroidisseur d'air solaire utilisant PMBLDCM autonome avec une efficacité améliorée a été présenté dans [22]. Selon l'étude de la littérature présentée dans [1-22], les petits systèmes de climatisation à commande hydraulique pour les endroits éloignés n'ont pas encore été explorés. Les entraînements à moteur BLDC sont largement utilisés dans diverses applications telles que les véhicules électriques, les climatiseurs, les ventilateurs, les systèmes de pompage d'eau solaire et les systèmes d'automatisation [23]. Ces moteurs sont alimentés par un redresseur à pont de diodes alimenté par un secteur CA monophasé suivi d'un condensateur de liaison CC et d'un onduleur de source de tension (VSI). Le variateur PMBLDCM conventionnel basé sur VSI souffre de problèmes de qualité de puissance tels qu'un mauvais facteur de puissance (PF), une distorsion harmonique totale élevée (THD) et un facteur de crête (CF) du courant de source, en raison de la charge incontrôlée du condensateur de liaison CC, ce qui entraîne une forme d'onde de courant pulsé ayant une valeur de crête supérieure à l'amplitude de la composante fondamentale du courant de source. Divers schémas de correction du facteur de puissance (PFC) pour un variateur PMBLDCM [24] ont été rapportés dans la littérature. L'analyse des convertisseurs DC-DC a été rapportée dans [25]. La conception et l'analyse du PMBLDCM sans fente sont rapportées dans [26]. Un entraînement de moteur à aimant permanent à cinq phases est introduit dans [27]. Un micro moteur hybride BLDC est rapporté dans [28]. Diverses configurations de rotor pour le moteur BLDC sont rapportées dans [29]. Le fonctionnement à ondulation de couple réduit du système de climatisation PMBLDCM utilisant une technique de contrôle direct du couple a été signalé dans [30]. Une procédure de détection de rétro-EMF pour le lecteur PMBLDCM sans capteur a été signalée dans [31]. La détermination de la qualité magnétisante des moteurs BLDC a été rapportée dans [32]. Une méthode d'optimisation pour la conception d'un moteur BLDC pour avion solaire est présentée dans [33]. Un contrôleur flou hybride bang-bang en temps réel est présenté dans [34]. Un système de pompage à moteur BLDC à entraînement solaire est décrit dans [35]. Un grand nombre de schémas de correction du facteur de puissance ont été rapportés dans la littérature disponible, qui sont très utiles pour les systèmes connectés au réseau. Cependant, le système de climatisation autonome entraîné par un générateur nécessite des modifications importantes du système de contrôle conventionnel pour le bon fonctionnement du système. La fréquence d'un système connecté au réseau reste constante, tandis que la fréquence d'un système SEAG autonome varie en fonction des différentes conditions de chargement et de fonctionnement. Dans un système classique, une valeur de crête fixe de la tension de source est considérée pour estimer le modèle d'unité, qui est utilisé pour la génération d'un signal de courant de référence. Cependant, dans le système de climatisation micro-hydraulique proposé, la tension et la fréquence du générateur asynchrone monophasé ont une mauvaise régulation. Par conséquent, la valeur de crête de la tension fluctue également, ce qui conduit à une estimation incorrecte du courant de source de référence et affecte à son tour la stabilité du système. Le tableau 1 montre la comparaison du schéma proposé avec les schémas conventionnels rapportés. TABLEAU 1. Performance des différents convertisseurs CC/CC avec système de climatisation Paramètres Buck-boost SEPIC Luo Schéma proposé Ondulation du courant d'entrée Élevée Élevée Élevée Faible Nombre de composants dans le convertisseur 4 6 6 4 Dépassement de la tension de liaison CC Oui Oui Oui Non Temps de stabilisation en condition dynamique Élevée Élevée Élevée Faible Stabilité Faible Faible Stabilité Exigence du filtre LC Oui Oui Oui Non Cet article propose un modèle d'unité basé sur un schéma d'estimation de crête adaptative en fréquence et un courant de source de référence du système de génération. Il est très approprié et il améliore également considérablement la stabilité du système de ce système de climatisation monophasé alimenté par SEAG. La commande de rétroaction en mode coulissant améliore encore la stabilité du système. Cet article examine un système de climatisation CSC-PMBLDCM modifié commandé par rétroaction en mode glissant adaptatif de fréquence (PFC) à correction du facteur de puissance (PFC) alimenté par un générateur autonome. Le contrôle du facteur de puissance proposé avec une topologie basée sur un convertisseur CSC modifié améliore considérablement la qualité de l'alimentation et les performances du système en régime permanent ainsi que dans des conditions dynamiques. Les lacunes de recherche suivantes des systèmes conventionnels [1-22] ont été supprimées dans le système proposé : Il n'y a pas de système signalé dans la littérature qui aborde les problèmes techniques, les défis et leurs techniques d'atténuation pour les systèmes de climatisation autonomes alimentés par un petit générateur d'énergie hydroélectrique. Le système proposé présente également une caractéristique unique de génération de modèles d'unités adaptatives en fréquence, ce qui le rend très approprié pour la correction du facteur de puissance dans un système de climatisation autonome alimenté par PMBLDCM et alimenté par une source d'énergie renouvelable. Il est bien connu que la fréquence du système SEAG ne reste pas constante, mais qu'elle varie dans diverses conditions de fonctionnement telles que des perturbations de charge ou une variation de la puissance mécanique d'entrée fournie au moteur principal du générateur. Le schéma proposé convient parfaitement au système de climatisation alimenté par PMBLDCM, qui est alimenté par ladite source de production d'énergie avec une mauvaise régulation de fréquence. Le schéma proposé est basé sur une commande adaptative de rétroaction en mode glissant, qui supprime tous les dépassements et les dépassements insuffisants de la tension de liaison CC. Les possibilités de fluctuation/oscillations/dépassement de vitesse du système de climatisation alimenté PMBLDCM sont également supprimées pendant la période de démarrage et dans des conditions de perturbation de charge. Le document comporte les 7 sections suivantes. L'introduction et le déficit de recherche sont présentés dans la section 1. La section 2 traite de la description des systèmes du système proposé. Dans la section 3, l'algorithme de contrôle et l'analyse mathématique du système ont été présentés. Les performances simulées du système ont été discutées et analysées dans la section 4. Les détails de la configuration expérimentale et de ses performances ont été décrits dans la section 5. La comparaison du régime proposé avec les autres régimes conventionnels a été décrite à la section 6. Les conclusions du document ont été présentées dans la section 7. 2 DESCRIPTION DU SYSTÈME Le convertisseur de cellule de commutation canonique modifiée (ZFM-CSC) basé sur la fonction Zeta PFC proposé utilisant une commande de rétroaction en mode coulissant pour un système de climatisation alimenté par un entraînement PMBLDCM comprend une source monophasée, un filtre CA d'entrée, un redresseur utilisé est un redresseur en pont de diodes, un convertisseur ZFM-CSC commandé à l'aide d'un nouveau schéma de commande de vitesse basé sur PFC pour l'entraînement PMBLDCM, un VSI triphasé et un moteur PMBLDCM. Le redresseur convertit l'alimentation CA en alimentation CC. Le schéma de commande proposé fait fonctionner le convertisseur ZFM-CSC de telle manière que le courant source reste sinusoïdal et en phase avec la tension source dans toutes les conditions de fonctionnement. Les capteurs à effet Hall fournissent le retour de position du rotor au contrôleur afin de générer des tensions de sortie triphasées de forme appropriée pour le moteur PMBLDC. Le convertisseur ZFM-CSC proposé contrôle la tension de liaison CC du VSI triphasé, qui contrôle la vitesse du moteur PMBLDC et entraîne à son tour le compresseur du système de climatisation. L'algorithme de contrôle détaillé ainsi que les schémas de circuit pour le système de climatisation à alimentation PFC ZFM-CSC PMBLDCM proposé sont présentés à la figure 1 pour le mode de fonctionnement en courant continu. Le schéma présenté à la figure 1 est applicable au fonctionnement PFC du système de climatisation alimenté par PMBLDCM sous une fréquence variable du système. Ce système convient parfaitement aux systèmes de climatisation alimentés par PMBLDCM de haute, moyenne et faible puissance pour les zones reculées et vallonnées. Une configuration expérimentale du système proposé est illustrée à la figure 2. FIGURE 1Schéma PowerPoint ouvert dans la visionneuse de la figure Schéma PowerPoint du micro-générateur alimenté en mode glissant adaptatif de fréquence (FASM) basé sur un système de climatisation PMBLDCM de qualité d'alimentation améliorée pour les zones éloignées et vallonnées FIGURE 2Spectacle PowerPoint Ouvert dans la visionneuse de la figure Configuration expérimentale du système proposé Dans un système conventionnel, une valeur de crête fixe de la tension de source est considérée pour estimer le modèle d'unité, qui est utilisé pour la génération d'un signal de courant de référence. Cependant, dans le système de climatisation à commande micro-hydro proposé, la tension et la fréquence du générateur asynchrone monophasé ont une mauvaise régulation, par conséquent, la valeur de crête de la tension fluctue également. Cela conduit à une estimation incorrecte du courant de la source de référence, ce qui affecte à son tour la stabilité du système. Par conséquent, cet article propose un modèle d'unité basé sur un schéma d'estimation adaptative des pics de fréquence (FAPE) et un courant de source de référence pour le système de génération. Il améliore considérablement la stabilité du système dans un système de climatisation monophasé alimenté par SEAG. L'organigramme du bloc FAPE du schéma proposé est illustré à la figure 3. La technique FAPE illustrée à la figure 3 est utilisée dans le système proposé pour générer un signal en quadrature de la tension SEAG. La tension d'entrée vg(i) est passée à travers un filtre passe-bas avant de l'alimenter au bloc FAPE, pour éliminer le bruit mesuré du signal. La tension filtrée est échantillonnée toutes les 30 μs et stockée dans un tableau. La valeur de chaque échantillon est comparée à l'échantillon précédemment prélevé. Si la valeur d'échantillon précédente est inférieure à zéro et que la nouvelle valeur d'échantillon est supérieure à zéro, le bloc FAPE enregistre ce point en tant que point de passage par zéro positif d'une tension d'entrée. La valeur de la période de temps estimée de la tension d'entrée est utilisée pour introduire un déphasage de 90° (temps de retard égal à la période/4) dans le cycle suivant de la tension du système pour générer le signal en quadrature de la tension SEAG. Comme la fréquence et la tension du SEAG dépendent de la condition de charge et des changements saisonniers, il n'est pas possible de générer un signal déphasé de 90° en ajoutant un retard temporel fixe à chaque cycle du signal de tension du système. Par conséquent, un retard temporel estimé est introduit dans chaque cycle de la tension SEAG pour obtenir un signal en quadrature (égal à un quart de la période temporelle estimée de son cycle précédent), et ce signal déphasé de 90° est nécessaire pour générer un modèle d'unité de tension d'entrée tel que requis par l'entrée PFC. FIGURE 3Open in figure viewerPowerPoint Flowchart of FAPE block The sliding mode feedback control further improve the system stability. La vitesse de référence du moteur après une multiplication avec un facteur de gain de boucle de vitesse, est comparée à la tension de liaison CC de l'onduleur de source de tension (VSI) afin d'estimer l'erreur dans la tension de liaison CC. Une erreur dans la tension de liaison CC est traitée par un contrôleur de vitesse PI afin de garantir l'erreur zéro dans la vitesse du variateur. La sortie de ce contrôleur PI de vitesse est multipliée avec le modèle d'unité adaptative de fréquence de la tension du système pour générer un signal de courant continu de référence du variateur. Ce signal de courant de référence est comparé au courant de source CC redressé, et cette erreur de courant est traitée par l'intermédiaire d'un contrôleur de rétroaction en mode glissant. La sortie du contrôleur de rétroaction en mode glissant est alimentée au bloc de génération PWM. Ce bloc génère le signal de déclenchement PWM pour commander l'opération de commutation du commutateur Sw1 afin d'obtenir les performances souhaitées du système de climatisation alimenté par PMBLDCM. Dans le schéma proposé, la vitesse du variateur PMBLDCM est contrôlée en ajustant la tension de liaison CC du VSI. Cette tension de liaison CC de VSI est contrôlée par l'intermédiaire du commutateur Sw1. Le fonctionnement de ce commutateur est contrôlé par le contrôleur de rétroaction en mode coulissant proposé afin de réduire la possibilité d'une surtension à travers le commutateur. Le convertisseur ZFM-CSC réduit l'ondulation de tension dans la tension de liaison CC avec des pertes de commutation réduites en raison de l'utilisation d'un seul commutateur et d'une énergie stockée élevée dans les composants du circuit. 3 ALGORITHME DE CONTRÔLE ET ANALYSE DU SYSTÈME Cette section comprend l'algorithme de contrôle, la conception et l'analyse du système. 3.1 Algorithme de contrôle Le système proposé contient deux boucles, une boucle de contrôle de la température et la boucle de génération de PFC et de cycle de service. 3.1.1 Boucle de régulation de température La valeur de la température ambiante réelle (T) est comparée à une valeur de référence de la température ambiante T* afin de calculer l'erreur dans la température. T e r = T ∗ − T . (1) Ici T* est la valeur de référence de la température réglée par le consommateur. T est la valeur réelle de la température ambiante. Ter est la différence entre la valeur de référence et la valeur réelle de la température ambiante. En fonction de la différence de température, la tension de référence pour le moteur PMBLDCM du compresseur est décidée à l'aide du tableau 2. TABLEAU 2. Température en fonction de la tension Table de recherche de gain Ter(°C) >20 15–20 15–10 10–3 <3 V*DL (V) 310 230 160 110 70 La tension de liaison CC (VDL) à l'entrée de VSI est comparée à une tension de liaison CC de référence V*DL afin de calculer l'erreur dans la tension de liaison CC. V D e r = V D L ∗ − V D L . (2) L'erreur dans la tension de liaison CC est traitée par le contrôleur proportionnel-intégral (PI). V v s p ( k ) = V v s p ( k − 1 ) + K i v s p { V D e r ( k ) − V D e r ( k − 1 ) } + K p v s p V D e r ( k ) , (3) où Kivsp et Kpvsp sont des constantes intégrales et proportionnelles du contrôleur de vitesse PI. 3.1.2 PFC et boucle d'estimation du rapport cyclique La tension de source (vg) est traitée à travers le bloc de déphasage pour obtenir un signal déphasé de 900 (vgq) de la tension de source afin d'obtenir un signal déphasé adaptatif en fréquence de la tension de source. La tension de sortie redressée (VR) est déterminée par Vgpeak pour obtenir un modèle unitaire de tension de source (usp) u s p ( k ) = V R ( k ) V g p e a k ( k ) . (4) La sortie de l'équation du contrôleur PI de tension (3) est multipliée avec le modèle d'unité de l'équation de la tension de sortie SEAG (4) afin d'obtenir une valeur de référence du courant redressé. I g ∗ ( k ) = V s p ( k ) × u s p ( k ) . (5) Le courant de source de référence (i*g) est comparé au courant de source détecté (ig) pour obtenir une erreur dans le courant de source. I g e ( k ) = I g ∗ ( k ) − I g ( k ) = I g e 1 ( k ) . (6) Cette erreur actuelle est traitée par le contrôleur de rétroaction en mode glissant. I g e 2 ( k ) = 1 T S I g e 1 ( k ) − I g e 2 ( k ) . (7) L'Ige (k) a traversé un bloc de retard unitaire (1/Z) pour obtenir Ige2 (k) retardé d'un instant d'échantillonnage. Un bloc de fonction, qui sort soit +1 soit -1 en fonction de la valeur de l'entrée (M, N), est traité comme, M = α I g e 1 ( k ) I g e 2 ( k ) , N = β I g e 1 ( k ) I g e 2 ( k ) . (8) Le rapport cyclique du convertisseur est calculé comme suit D = ± Z 1 I ‹ g e 1 ‹ Z 2 I ‹ g e 2 . (9) La sortie du contrôleur de rétroaction en mode glissant est traitée par le générateur PWM. La sortie du générateur PWM est alimentée au commutateur électronique de puissance (IGBT) par le biais du circuit d'isolation optique et de commande. Le contrôle souhaité de la tension de liaison CC et le fonctionnement amélioré de la qualité de l'alimentation du variateur PMBLDCM proposé sont obtenus en contrôlant le fonctionnement de commutation du commutateur (Sw1). 3.2 Conception du convertisseur ZFM-CSC commandé en mode glissant PFC Cette section présente la conception du convertisseur ZFM-CSC PFC proposé pour fonctionner en CCM (mode de conduction continue) de sorte que le courant d'inductance de transfert iL1 et la tension aux bornes du condensateur de transfert C1 restent continus à chaque période de commutation. La procédure de conception est présentée pour une puissance nominale de 700 W. Tous les composants du système peuvent être redessinés pour toute puissance nominale supérieure de la même manière. La variation de la tension de liaison CC est considérée de 70 à 310 V (valeur maximale de la tension de sortie) pour une plage suffisante de variation des vitesses. La tension de source d'entrée, vg est représentée comme suit. v g t = V m Sin 2 π f L t = 220 2 Sin 314 t V , (10) où Vm est la tension d'entrée de crête (c.-à-d. 2 V g ), fL est la fréquence du système (c.-à-d. 50 Hz). La tension instantanée aux bornes de la combinaison du commutateur et de l'inducteur est représentée comme suit. v g , i n ( t ) = v m Sin ω t = 220 2 Sin 314 t V . (11) La tension de sortie, VDL du convertisseur est la suivante. V D L = 1 − 2 D 1 − D V g , (12) où D représente le cycle de service. Un rapport cyclique instantané D(t) est calculé comme suit. D ( t ) = V D L − V g ( t ) V D L + 2 V g ( t ) = V D L − V m Sin ω t V D L + 2 V m Sin ω t (13) Étant donné que la vitesse du moteur dépend de la tension de liaison CC VDL de VSI, par conséquent, la puissance instantanée, Pg,in peut être considérée comme une fonction linéaire de la tension de liaison CC VDL comme, P g , i n = P p e a k V D L , p e a k V D L , (14) où VDL,crête est la valeur maximale de la tension de liaison CC et Pcrête est la puissance nominale du convertisseur. 3.2.1 Conception de l'inductance de transfert L1 La valeur de l'inductance de transfert L1 est calculée en mode de fonctionnement à conduction continue pour la limite admissible (λ) du courant d'inductance IL1. La valeur critique de l'inducteur L1 est calculée comme suit. L 1 = v g , i n ( t ) D ( t ) λ . I g , i n ( t ) f S = R s D ( t ) λ . f S = v g 2 P g , i n D ( t ) λ . f S , (15)où Rs est une résistance d'entrée équivalente, fs est la fréquence de commutation du commutateur du convertisseur et Pg,in est une puissance d'entrée instantanée. La valeur de la fréquence de commutation décide des pertes dans le commutateur et de la taille de l'inductance de transfert L1. La fréquence de commutation de 10 kHz est prise en compte dans cette procédure de conception. Le courant maximal traversant l'inductance apparaît lorsque la tension de liaison CC est maximale, c'est-à-dire 310 V à la puissance maximale (Pg,crête) et la tension de source minimale (Vg,min), c'est-à-dire 85 V. Par conséquent, la valeur minimale de l'inductance de transfert pour le mode CCM est calculée comme suit [37]. L 1 min = V g , min 2 P g , p e a k D ( t ) λ . f S = 85 2 700 0,7206 0,3 × 10000 ≈ 2,47 m H , (16) où la limite admissible dans l'ondulation du courant d'inductance est prise 30%. La valeur est sélectionnée à plus de 2,47 mH pour faire fonctionner le convertisseur en CCM, donc la valeur de l'inductance de transfert est prise à 4 mH pour ce système. 3.2.2 Conception du condensateur de transfert C1 Le condensateur de transfert C1 est calculé comme suit [4], C1 = V D L D ( t ) Δ V C 1 ( t ) f S R = V D L D ( t ) η V g ( t ) + V D L f S R S , (17) où η est la tension d'ondulation aux bornes du condensateur de transfert C1, la tension aux bornes de C1 est VC1 et la résistance de charge est égale à RL, qui est calculée comme RL = VDL2/Pg,in. La valeur maximale du condensateur de transfert C1 est calculée comme suit. C 1 , max = V D L max D ( t ) η 2 V g max + V D L max f S R L = 310 × 0,4481 0,1 270 2 + 310 10000 × 192,2 = 1,022 μF (18) Ainsi, la valeur du condensateur de transfert est choisie inférieure à la valeur maximale, donc C1 est considéré comme 0,66 μF pour cette conception. 3.2.3 Conception de l'inductance de sortie Lo La valeur de l'inductance de sortie Lo est calculée pour le mode de fonctionnement CCM pour la limite d'ondulation admissible (γ) dans le courant d'inductance ILo. La valeur de l'inducteur Lo est calculée comme suit [36]. L o = V D L × ( 1 − D ) γ × I L o × f S = V D L × D γ × i g × f S = R g × V D L × D γ × V g × f S = v g 2 P g , i n V D L γ × 2 v g × f S V D L − 2 V g V D L + 2 2 V g (19) Le courant maximal à travers l'inductance apparaît lorsque la tension de liaison CC est maximale, c'est-à-dire à la puissance maximale (Pmax) et à la tension de source minimale (Vg,min). Par conséquent, l'inductance Lo pour l'ondulation maximale admissible (γ) en courant de 30% est calculée comme suit [36], L o , c c m = v g , min 2 P g , p e a k V D L , max γ × 2 v g , min × f S V D L , max − 2 v g , min V D L , max + 2 2 v g , min = 85 2 700 310 0,3 × 2 × 85 × 10 000 310 − 2 × 85 310 + 2 2 2 × 85 = 3,06 m H (20) Par conséquent, la valeur de Lo est choisie 3 mH pour faire fonctionner le convertisseur en CCM de fonctionnement. 3.2.4 Conception du condensateur de liaison CC Co Le condensateur de liaison CC Co est déterminé comme suit [4]. C o = I o 2 ω Δ V D L = P g , i n V D L 1 2 ω κ V D L , (21)où κ représente l'ondulation admissible dans la tension de liaison CC. Compte tenu de la valeur minimale de la tension de liaison CC (70 V). C o = P min V D L min 1 2 ω κ V D L min = 113 70 1 2 × 314 × 0,20 × 70 ≈ 1836 μ F . (22) Par conséquent, le condensateur de liaison CC de 2200 μF est sélectionné pour cette application. 3.2.5 Conception du filtre de condensateur en dérivation CSh Un filtre de condensateur en dérivation (CSh) est connecté aux bornes de la source et est calculé comme suit [36]. C S h = I g ω L V g ( t ) tan ( θ ) = P g , i n 2 / v g ω L 2 V g tan ( θ ) (23) Le condensateur de shunt maximal est conçu pour la valeur maximale de la puissance d'entrée au maximum IET Renewable Power GenerationVolume 15, Issue 7 p. 1498-1514 ORIGINAL RESEARCH PAPEROpen Access Micro-hydro generator fed frequency adaptive sliding mode controlled air conditioning system for remote and hilly areas Ujjwal Kumar Kalla, Corresponding Author ukkalla@gmail.com Department of Electrical Engineering, Maulana Azad National Institute of Technology, Bhopal, India Correspondence Ujjwal Kumar Kalla, Department of Electrical Engineering, Maulana Azad National Institute of Technology, Bhopal, India. Email: ukkalla@gmail.comSearch for more papers by this authorKuldeep Singh Rathore, Department of Electrical Engineering, Govt. Engineering College Bikaner, Bikaner, Rajasthan, IndiaSearch for more papers by this authorNikhil Bhati, nikhilbhati@hotmail.com Department of Electrical Engineering, Govt. Engineering College Bikaner, Bikaner, Rajasthan, IndiaSearch for more papers by this authorDheeraj Kumar Palwalia, Department of Electrical Engineering, University College of Engineering, R.T.U., Kota, Rajasthan, IndiaSearch for more papers by this authorBhim Singh, Department of Electrical Engineering, Indian Institute of Technology Delhi, Delhi, IndiaSearch for more papers by this author Ujjwal Kumar Kalla, Corresponding Author ukkalla@gmail.com Department of Electrical Engineering, Maulana Azad National Institute of Technology, Bhopal, India Correspondence Ujjwal Kumar Kalla, Department of Electrical Engineering, Maulana Azad National Institute of Technology, Bhopal, India. Email: ukkalla@gmail.comSearch for more papers by this authorKuldeep Singh Rathore, Department of Electrical Engineering, Govt. Engineering College Bikaner, Bikaner, Rajasthan, IndiaSearch for more papers by this authorNikhil Bhati, nikhilbhati@hotmail.com Department of Electrical Engineering, Govt. Engineering College Bikaner, Bikaner, Rajasthan, IndiaSearch for more papers by this authorDheeraj Kumar Palwalia, Department of Electrical Engineering, University College of Engineering, R.T.U., Kota, Rajasthan, IndiaSearch for more papers by this authorBhim Singh, Department of Electrical Engineering, Indian Institute of Technology Delhi, Delhi, IndiaSearch for more papers by this author First published: 16 March 2021 https://doi.org/10.1049/rpg2.12129AboutSectionsPDF ToolsRequest permissionExport citationAdd to favoritesTrack citation ShareShare Give accessShare full text accessShare full-text accessPlease review our Terms and Conditions of Use and check box below to share full-text version of article.I have read and accept the Wiley Online Library Terms and Conditions of UseShareable LinkUse the link below to share a full-text version of this article with your friends and colleagues. Learn more.Copy URL Share a linkShare onEmailFacebookTwitterLinked InRedditWechat Abstract This paper presents a micro-hydro generator driven frequency adaptive sliding mode (FASM) control-based improved power quality permanent magnet brushless DC motor (PMBLDCM) driven air conditioning system for remote and hilly areas. In such locations, the grid availability is poor or limited. The self-excited asynchronous generator (SEAG) is highly suitable for micro-hydro power generation. The voltage and frequency regulations of SEAG systems are very poor. Therefore, an improved power quality FASM control of a new zeta function based modified CSC (ZFM-CSC) converter scheme is developed to drive the micro-hydro power driven SEAG fed air conditioning system. The conventional air-conditioning schemes are suitable for the grid fed system, where the frequency and voltage remain constant. However, these conventional control schemes are not suitable for a standalone SEAG based micro-hydro generator driven air conditioners since the frequency and voltage of this system vary frequently at different loadings and dynamic operating conditions. This leads to an incorrect estimation of reference source current in a conventional system, which in turn affects the system stability. The sudden change of loads in a conventional air conditioning system may de-magnetize and de-stabilize the micro-hydro driven SEAG. The experimental and simulated results presented validate the robustness of this system. 1 INTRODUCTION In the hilly and remote locations, the electrical grid power availability is limited or not available due to the transmission and distribution losses consideration. The hilly and remote areas are usually rich in natural resources that can be utilized as a source of micro hydro power generation. The electromechanical systems such as SEAG are found highly suitable for such standalone applications. In this generating system, the frequency and voltage levels are so inconsistent due to variations in loads and in input mechanical power delivered by the turbine. A typical SEAG's output voltage varies from 130 to 230 V from full load to no load condition. A micro hydro driven SEAG based air-conditioning system may be used in hilly and remote locations to meet the air-conditioning requirement of these areas. Adding to it, the air conditioning system has large fluctuations in dynamic loading conditions. Therefore, a suitable control is required to develop a drive for the air conditioning system, which is fed by such a standalone power generator. Apart from it, these PMBLDCM fed air conditioning systems are largely implemented at household, industrial and corporate cooling applications, due to the high efficiency, silent operation, compact size, high reliability, and low maintenance requirements. However, in a conventional system, a PMBLDCM fed air conditioning system demands non-sinusoidal current and conventional PI based controllers are not suitable to deal with fluctuating load conditions. The optimal control scheme and capacity allocation analysis of such a PMBLDCM based air conditioning system considering the area control error, have been presented in [1]. An implementation of an optimization control scheme of a load control scheduler for large air conditioning loads using relaxed dynamic programming, has been reported in [2]. A PFC Cuk converter based PMBLDCM drive using the voltage control method for air conditioner, has been investigated and implemented in [3]. A frequency regulation scheme for air conditioner has been reported in [4]. The scheme presented in this work, integrates highly decentralized air conditioning system. A detailed survey of energy management techniques for air conditioners using computational intelligence, has been presented in [5]. An intelligent air conditioning system using broadcasting control in power line carrier technology has been reported in [6]. A model predictive control of air conditioning system of distributed nature has been presented in [7]. The control scheme presented herein rapidly compensates the fluctuations in the solar power. The modelling of inverter based air conditioner has been presented in [8]. It provides the services for frequency regulation in the system. The direct load control of air conditioner using fast dispatch model has been presented in [9]. The effect on voltage recovery of transient faults in air conditioning system, has been investigated in [10]. Hajipour et al. [11], have reported an improved aggregated model of residential air conditioners for FIDVR studies. Fu [12] has presented the temperature based power probabilistic flow control method considering stochastic variables of high dimension. A fair method of allocating the power to air conditioning system in smart grid has been presented in [13]. The modelling and simulation study of common mode noise produced by inverter based air conditioning system has been discussed in [14]. A control scheme based on DC link voltage regulation of an electrolytic capacitor less PMSM drive has been reported in [15]. A scheme for energy saving in air conditioning system of data centres has been investigated in [16]. A MPPT controller using single sensor scheme for wind driven induction generators has been reported in [17]. An integrated small hydro and wind energy generation system with reduced number of converters have been reported in [18]. A control scheme of solar and small hydro micro grid has been presented in [19]. The output optimization of the inverter air conditioning system using energy storage modelling has been presented in [20]. A consensus control scheme of an inverter air conditioner has been discussed in [21]. A solar air cooler system using standalone PMBLDCM with improved efficiency has been presented in [22]. As per the survey of literature presented in [1-22], the small hydro driven air conditioning systems for remote locations, have not been explored yet. The BLDC motor drives are widely used in various applications such that electrical vehicles, air conditioners, fans, solar water pumping systems and automation systems [23]. These motors are powered through a diode bridge rectifier fed from a single-phase AC mains followed by a DC link capacitor and a voltage source inverter (VSI). The conventional VSI based PMBLDCM drive suffers from the power quality problems such as poor power factor (PF), high total harmonics distortion (THD) and crest factor (CF) of source current, due to uncontrolled charging of the DC link capacitor, which results in a pulsed current waveform having a peak value higher than the amplitude of the fundamental component of source current. Various power factor correction (PFC) schemes for a PMBLDCM drive [24] have been reported in the literature. The analysis of DC-DC converters has been reported in [25]. The design and analysis of slot-less PMBLDCM is reported in [26]. A five-phase permanent magnet motor drive is introduced in [27]. A hybrid micro BLDC motor is reported in [28]. Various rotor configurations for BLDC motor are reported in [29]. The reduced torque ripple operation of PMBLDCM air conditioning system using direct torque control technique have been reported in [30]. A back-EMF detection procedure for sensorless PMBLDCM drive has been reported in [31]. The determination of magnetizing quality of BLDC motors, has been reported in [32]. An optimization method for designing a BLDC motor for solar airplane is presented in [33]. A real time hybrid bang-bang fuzzy controller is presented in [34]. A solar driven BLDC motor based pumping system is reported in [35]. A large number of power factor correction schemes have been reported in the available literature, which are very useful for the grid connected systems. However, the standalone generator driven air-conditioning system requires significant modifications in conventional control system for proper functioning of the system. The frequency of a grid connected system remains constant, whereas the frequency of a standalone SEAG system varies with different loading and operating conditions. In conventional system, a fixed peak value of source voltage is considered for estimating the unit template, which is used for generation of a reference current signal. However, in proposed micro-hydro driven air conditioning system, the voltage and frequency of single phase asynchronous generator, have the poor regulation therefore, the peak value of voltage also fluctuates, which leads to an incorrect estimation of reference source current and in turn it affects the system stability. The Table 1 shows the comparison of the proposed scheme with the reported conventional schemes. TABLE 1. Performance of different DC/DC converters with air conditioning system Parameters Buck-boost SEPIC Luo Proposed scheme Input current ripple High High High Low No. of components in converter 4 6 6 4 Overshoot in DC link voltage Yes Yes Yes No Settling time during dynamic condition High High High Low Stability Poor Poor Poor Stable Requirement of LC filter Yes Yes Yes No This paper proposes a frequency adaptive peak estimation scheme based unit template and reference source current of the generation system. It is highly suitable and it also significantly improves the system stability of this single phase SEAG fed air conditioning system. The sliding mode feedback control further improves the system stability. This paper examines a power factor correction (PFC) frequency adaptive sliding mode feedback controlled modified CSC-PMBLDCM air condition system that is fed by a standalone generator. The proposed power factor control with modified CSC converter based topology significantly improves the power quality and performance of the system in steady state as well as dynamic conditions. The followings research gaps of the conventional schemes [1-22] have been removed in the proposed scheme: There is no scheme reported in the literature which address the technical issues, challenges and their mitigation techniques for standalone small hydro power generator fed air conditioning systems The proposed scheme also has a unique feature of frequency adaptive unit template generation, which makes the scheme highly suitable for power factor correction in standalone renewable energy generation-based power source driven PMBLDCM fed air conditioning system. It is well known that the system frequency of SEAG system does not remain constant but it varies under various operating conditions such as load perturbations or variation in input mechanical power delivered to the prime mover of the generator. The proposed scheme is highly suitable for the PMBLDCM fed air conditioning system, which is fed by the above said power generation source with poor frequency regulation. The proposed scheme is based on an adaptive sliding mode feedback control, which removes all overshoots and undershoots in the DC link voltage. The possibilities of the fluctuation/oscillations/overshoot in speed of PMBLDCM fed air conditioning system are also removed during the starting period and under load perturbation conditions. The paper has following 7 sections. The introduction and research gap are presented in the Section 1. The Section 2 deals with the systems description of the proposed scheme. In Section 3 control algorithm and mathematical analysis of the system has been presented. The simulated performance of the system has been discussed and analyzed in Section 4. The details of the experimental setup and its performance has been described in Section 5. Comparison of the proposed scheme with the other conventional schemes has been described in Section 6. The conclusions of the paper have been presented in Section 7. 2 SYSTEM DESCRIPTION The proposed PFC zeta function based modified canonical switching cell (ZFM-CSC) converter using sliding mode feedback control for a PMBLDCM drive fed air conditioning system includes a single phase source, an input AC filter, a rectifier used is a diode bridge rectifier, a ZFM-CSC converter controlled using a novel PFC based speed control scheme for PMBLDCM drive, a three phase VSI and a PMBLDCM motor. The rectifier converts the AC power into DC power. The proposed control scheme operates the ZFM-CSC converter in such a manner that the source current remains sinusoidal and in-phase with the source voltage under all operating conditions. The Hall effect sensors provide the rotor position feedback to the controller in order to generate three-phase output voltages of suitable shape for the PMBLDC motor. The proposed ZFM-CSC converter controls the DC Link voltage of the three-phase VSI, which controls the speed of PMBLDC motor and in turn drives the compressor of air conditioning system. The detailed control algorithm along with circuit schemes for the proposed PFC ZFM-CSC PMBLDCM fed air conditioning system, is presented in Figure 1 for continuous current mode of operation. The scheme presented in Figure 1, is applicable for the PFC operation of PMBLDCM fed air conditioning system under varying system frequency. This scheme is found highly suitable for high, medium and low power PMBLDCM fed air conditioning system for remote and hilly areas. An experimental setup of proposed system is shown in Figure 2. FIGURE 1Open in figure viewerPowerPoint Schematic diagram of micro-hydro generator fed frequency adaptive sliding mode (FASM) control based improved power quality PMBLDCM air conditioning system for remote and hilly areas FIGURE 2Open in figure viewerPowerPoint Experimental setup of the proposed system In a conventional system, a fixed peak value of source voltage is considered for estimating the unit template, which is used for generation of a reference current signal. However, in the proposed micro-hydro driven air conditioning system, the voltage and frequency of single phase asynchronous generator, have the poor regulation, therefore, the peak value of voltage also fluctuates. It leads to an incorrect estimation of reference source current, which in turn affects the system stability. Therefore, this paper proposes a frequency adaptive peak estimation (FAPE) scheme based unit template and reference source current for the generation system. It significantly improves the system stability in a single phase SEAG fed air conditioning system. The flowchart of FAPE block of the proposed scheme is shown in Figure 3. The FAPE technique shown in Figure 3, is used in the proposed system to generate a quadrature signal of SEAG voltage. The input voltage vg(i) is passed through a low-pass filter before feeding it to the FAPE block, to remove measured noise from the signal. The filtered voltage is sampled at every 30 μs and stored in an array. The value of each sample is compared with the previously taken sample. If the previous sample value is less than zero and new sample value is greater than zero, the FAPE block registers this point as a positive zero crossing point of an input voltage. The value of estimated time period of the input voltage is used to introduce 90° phase shift (delay time equal to period/4) in the next cycle of the system voltage to generate the quadrature signal of SEAG voltage. As the SEAG frequency and voltage depend on the loading condition and seasonal changes, it is not possible to generate 90° phase shifted signal by adding fixed time delay into each cycle of system voltage signal. Therefore, an estimated time delay is introduced in each cycle of the SEAG voltage to obtain quadrature signal (equal to one fourth of the estimated time period of its previous cycle), and this 90° phase shifted signal is required to generate unit template of input voltage as required by PFC input. FIGURE 3Open in figure viewerPowerPoint Flowchart of FAPE block The sliding mode feedback control further improves the system stability. The reference speed of the motor after a multiplication with a speed loop gain factor, is compared with the DC link voltage of the voltage source inverter (VSI) in order to estimate the error in DC link voltage. An error in the DC link voltage is processed through a speed PI controller in order to ensure the zero error in the speed of the drive. The output of this speed PI controller is multiplied with the frequency adaptive unit template of the system voltage to generate a reference DC current signal of the drive. This reference current signal is compared with the rectified DC source current, and this current error is processed through a sliding mode feedback controller. The output of sliding mode feedback controller is fed to the PWM generation block. This block generates the PWM gating signal to control the switching operation of switch Sw1 in order to achieve the desired performance of the PMBLDCM fed air conditioning system. In the proposed scheme, the speed of the PMBLDCM drive is controlled by adjusting the DC link voltage of the VSI. This DC link voltage of VSI is controlled through switch Sw1. The operation of this switch is controlled through the proposed sliding mode feedback controller in order to reduce the possibility of an over voltage across the switch. The ZFM-CSC converter reduces the voltage ripple in the DC link voltage with reduced switching losses due to use of single switch and high stored energy in circuit components. 3 CONTROL ALGORITHM, AND ANALYSIS OF THE SYSTEM This section consists of control algorithm, design and analysis of the system. 3.1 Control algorithm The proposed system contains two loops one is temperature control loop and the PFC and duty cycle generation loop. 3.1.1 Temperature control loop The value of actual room temperature (T) is compared with a reference value of room temperature T* in order to calculate the error in the temperature. T e r = T ∗ − T . (1) Here T* is the reference value of the temperature set by the consumer. T is the actual value of the room temperature. Ter is the difference between reference value and actual value of room temperature. According to the difference in temperature, the reference voltage for the compressor's PMBLDCM motor is decided using Table 2. TABLE 2. Temperature vs. voltage Gain lookup table Ter(°C) >20 15–20 15–10 10–3 <3 V*DL (V) 310 230 160 110 70 The DC link voltage (VDL) at input side of VSI is compared with a reference DC link voltage V*DL in order to calculate the error in the DC link voltage. V D e r = V D L ∗ − V D L . (2) The error in the DC link voltage is processed through proportional-integral (PI) controller. V v s p ( k ) = V v s p ( k − 1 ) + K i v s p { V D e r ( k ) − V D e r ( k − 1 ) } + K p v s p V D e r ( k ) , (3) where Kivsp and Kpvsp are integral and proportional constants of the speed PI controller. 3.1.2 PFC and duty cycle estimation loop The source voltage (vg) is processed through the phase shifting block to obtain a 900 phase shifted signal (vgq) of the source voltage in order to obtain a frequency adaptive phase shifted signal of the source voltage. The rectified output voltage (VR) is determined by Vgpeak to obtain a unit template of source voltage (usp) u s p ( k ) = V R ( k ) V g p e a k ( k ) . (4) The output of voltage PI controller Equation (3) is multiplied with unit template of SEAG output voltage Equation (4) in order to obtain reference value of rectified current. I g ∗ ( k ) = V s p ( k ) × u s p ( k ) . (5) The reference source current (i*g) is compared with the sensed source current (ig) to obtain an error in source current. I ̇ g e ( k ) = I g ∗ ( k ) − I g ( k ) = I ̇ g e 1 ( k ) . (6) This current error is processed through the sliding mode feedback controller. I ̇ g e 2 ( k ) = 1 T S I g e 1 ( k ) − I g e 2 ( k ) . (7) The Ige(k) passed through a unit delay block (1/Z) to obtain Ige2(k) delayed by one sampling instant. A function block, which outputs either +1 or -1 according to the value of input (M, N), is processed as, M ̇ = α I ̇ g e 1 ( k ) I ̇ g e 2 ( k ) , N ̇ = β I ̇ g e 1 ( k ) I ̇ g e 2 ( k ) . (8) The duty cycle of the converter is calculated as follows D = ± Z 1 I ̇ g e 1 ∓ Z 2 I ̇ g e 2 . (9) The output of the sliding mode feedback controller is processed through the PWM generator. The output of the PWM generator is fed to the power electronic switch (IGBTs) through the optical isolation and driver circuit. The desired control of the DC link voltage and improved power quality operation of proposed PMBLDCM drive are achieved through controlling the switching operation of the switch (Sw1). 3.2 Design of PFC sliding mode controlled ZFM-CSC converter This section presents the design of proposed PFC ZFM-CSC converter to operate in CCM (continuous conduction mode) such that the transfer inductor current iL1 and voltage across transfer capacitor C1 remain continuous in every switching period. The design procedure is presented for power rating of 700 W. All the component of the system may be redesigned for any higher rating in the similar manner. The variation in DC Link voltage is considered from 70 to 310 V (maximum value of output voltage) for sufficient range of variation in speeds. The input source voltage, vg is represented as follows. v g t = V m Sin 2 π f L t = 220 2 Sin 314 t V , (10) where Vm is the peak input voltage (i.e. 2 V g ), fL is the system frequency (i.e. 50 Hz). The instantaneous voltage across the combination of switch and inductor is represented as follows. v g , i n ( t ) = v m Sin ω t = 220 2 Sin 314 t V . (11) The output voltage, VDL of the converter is as follows. V D L = 1 − 2 D 1 − D V g , (12) where D represents the duty cycle. An instantaneous duty cycle D(t) is calculated as follows. D ( t ) = V D L − V g ( t ) V D L + 2 V g ( t ) = V D L − V m Sin ω t V D L + 2 V m Sin ω t (13) Since the speed of the motor depends on the DC link voltage VDL of VSI, therefore, the instantaneous power, Pg,in may be considered as linear function of the DC link voltage VDL as, P g , i n = P p e a k V D L , p e a k V D L , (14) where VDL,peak is the maximum value of the DC link voltage and Ppeak is rated power of the converter. 3.2.1 Design of transfer inductor L1 The value of transfer inductor L1 is calculated in continuous conduction mode of operation for permissible limit (λ) of the inductor current IL1. The critical value of inductor L1 is calculated as follows. L 1 = v g , i n ( t ) D ( t ) λ . I g , i n ( t ) f S = R s D ( t ) λ . f S = v g 2 P g , i n D ( t ) λ . f S , (15)where Rs is an equivalent input resistance, fs is switching frequency of the converter switch and Pg,in is an instantaneous input power. The value of switching frequency decides the losses in the switch and the size of transfer inductor L1. The switching frequency of 10 kHz is considered in this design procedure. The maximum current through inductor appears when the DC link voltage is maximum that is 310 V at maximum power (Pg,peak) and the at the minimum source voltage (Vg,min) that is 85 V. Hence, the minimum value of the transfer inductor for CCM mode is calculated as follows [37]. L 1 min = V g , min 2 P g , p e a k D ( t ) λ . f S = 85 2 700 0.7206 0.3 × 10000 ≈ 2.47 m H , (16) where the permissible limit in the inductor current ripple is taken 30%. The value is selected more than 2.47 mH for operating the converter in CCM, so the value of transfer inductor is taken 4 mH for this system. 3.2.2 Design of transfer capacitor C1 The transfer capacitor C1 is calculated as follows [4], C 1 = V D L D ( t ) Δ V C 1 ( t ) f S R = V D L D ( t ) η V g ( t ) + V D L f S R S , (17) where η is the ripple voltage across transfer capacitor C1, voltage across C1 is VC1 and load resistance is equal to RL, which is calculated as RL = VDL2/Pg,in. The maximum value of transfer capacitor C1 is calculated as follows. C 1 , max = V D L max D ( t ) η 2 V g max + V D L max f S R L = 310 × 0.4481 0.1 270 2 + 310 10000 × 192.2 = 1.022 μ F (18) Thus, the value of transfer capacitor is chosen less than the maximum value, so C1 is considered 0.66 μF for this design. 3.2.3 Design of output inductor Lo The value of output inductor Lo is calculated for CCM mode of operation for permissible ripple limit (γ) in the inductor current ILo. The value of inductor Lo is calculated as follows [36]. L o = V D L × ( 1 − D ) γ × I L o × f S = V D L × D γ × i g × f S = R g × V D L × D γ × V g × f S = v g 2 P g , i n V D L γ × 2 v g × f S V D L − 2 V g V D L + 2 2 V g (19) The maximum current through the inductor appears when the DC link voltage is maximum that is at maximum power (Pmax) and at the minimum source voltage (Vg,min). Hence the inductor Lo for maximum permissible ripple (γ) in current of 30% is calculated as follows [36], L o , c c m = v g , min 2 P g , p e a k V D L , max γ × 2 v g , min × f S V D L , max − 2 v g , min V D L , max + 2 2 v g , min = 85 2 700 310 0.3 × 2 × 85 × 10 , 000 310 − 2 × 85 310 + 2 2 × 85 = 3.06 m H (20) Hence, the value of Lo is chosen 3 mH for operating the converter in CCM of operation. 3.2.4 Design of DC link capacitor Co The DC link capacitor Co is determined as follows [4]. C o = I o 2 ω Δ V D L = P g , i n V D L 1 2 ω κ V D L , (21)where κ represents the allowable ripple in DC link voltage. Considering the minimum value of DC link voltage (70 V). C o = P min V D L min 1 2 ω κ V D L min = 113 70 1 2 × 314 × 0.20 × 70 ≈ 1836 μ F . (22) Therefore, the DC link capacitor of 2200 μF is selected for this application. 3.2.5 Design of shunt capacitor filter CSh A shunt capacitor filter (CSh) is connected across the source is calculated as follows [36]. C S h = I g ω L V g ( t ) tan ( θ ) = P g , i n 2 / v g ω L 2 V g tan ( θ ) (23) The maximum shunt capacitor is designed for the maximum value of input power at maxim IET توليد الطاقة المتجددة المجلد 15، العدد 7 ص. 1498-1514 البحث الأصلي PAPEROpen Access مولد ميكرو- هيدرو تغذية التردد وضع انزلاق التكيف التحكم في نظام تكييف الهواء للمناطق النائية والتلال أوجوال كومار كالا، المؤلف المقابل ukkalla@gmail.com قسم الهندسة الكهربائية، معهد مولانا آزاد الوطني للتكنولوجيا، بوبال، الهند المراسلات أوجوال كومار كالا، قسم الهندسة الكهربائية، معهد مولانا آزاد الوطني للتكنولوجيا، بوبال، الهند. البريد الإلكتروني: ukkalla@gmail.com ابحث عن المزيد من الأوراق التي كتبها هذا المؤلف كولديب سينغ راثور، قسم الهندسة الكهربائية، الحكومة. كلية الهندسة بيكانير، بيكانير، راجستان، الهند ابحث عن المزيد من الأوراق التي كتبها هذا المؤلف نيخيل بهاتي، nikhilbhati@hotmail.com قسم الهندسة الكهربائية، الحكومة. كلية الهندسة بيكانير، بيكانير، راجستان، الهندالبحث عن المزيد من الأوراق من قبل هذا المؤلفثيراج كومار بالواليا، قسم الهندسة الكهربائية، كلية الهندسة الجامعية، رتو، كوتا، راجستان، الهندالبحث عن المزيد من الأوراق من قبل هذا المؤلفبهيم سينغ، قسم الهندسة الكهربائية، المعهد الهندي للتكنولوجيا دلهي، دلهي، الهندالبحث عن المزيد من الأوراق من قبل هذا المؤلف أوجوال كومار كالا، المؤلف المراسل ukkalla@gmail.com قسم الهندسة الكهربائية، معهد مولانا آزاد الوطني للتكنولوجيا، بوبال، الهند المراسلات أوجوال كومار كالا، قسم الهندسة الكهربائية، معهد مولانا آزاد الوطني للتكنولوجيا، بوبال، الهند. البريد الإلكتروني: ukkalla@gmail.com ابحث عن المزيد من الأوراق التي كتبها هذا المؤلف كولديب سينغ راثور، قسم الهندسة الكهربائية، الحكومة. كلية الهندسة بيكانير، بيكانير، راجستان، الهند ابحث عن المزيد من الأوراق التي كتبها هذا المؤلف نيخيل بهاتي، nikhilbhati@hotmail.com قسم الهندسة الكهربائية، الحكومة. كلية الهندسة بيكانير، بيكانير، راجستان، الهندالبحث عن المزيد من الأوراق التي كتبها هذا المؤلفهيراج كومار بالواليا، قسم الهندسة الكهربائية، كلية الهندسة الجامعية، RTU، كوتا، راجستان، الهندالبحث عن المزيد من الأوراق التي كتبها هذا المؤلفبهيم سينغ، قسم الهندسة الكهربائية، المعهد الهندي للتكنولوجيا دلهي، دلهي، الهندالبحث عن المزيد من الأوراق التي كتبها هذا المؤلف نشرت لأول مرة: 16 مارس 2021 https://doi.org/10.1049/rpg2.12129AboutSectionsPDF ToolsRequest permissionExport citationإضافة إلى المفضلةتتبع الاقتباس ShareShare منح الوصولشارك الوصول إلى النص الكاملشارك الوصول إلى النص الكامليرجى مراجعة شروط وأحكام الاستخدام الخاصة بنا ومربع الاختيار أدناه لمشاركة نسخة النص الكامل من المقالة .لقد قرأت وقبلت شروط وأحكام مكتبة وايلي أونلاين للاستخدامShareable Linkاستخدم الرابط أدناه لمشاركة نسخة كاملة من هذه المقالة مع أصدقائك وزملائك. تعرف على المزيد. انسخ عنوان URL شارك رابطًاشارك على EmailFacebookTwitterLinked InRedditWechat Abstract تقدم هذه الورقة نظام تكييف هواء يعمل بمولد هيدروليكي صغير يعمل على وضع الانزلاق التكيفي للتردد (FASM) القائم على التحكم في جودة الطاقة والمغناطيس الدائم بدون محرك تيار مستمر (PMBLDCM) للمناطق النائية والتلال. في مثل هذه المواقع، يكون توافر الشبكة ضعيفًا أو محدودًا. يعد المولد غير المتزامن المستثار ذاتيًا (SEAG) مناسبًا للغاية لتوليد الطاقة الكهرومائية الصغيرة. لوائح الجهد والتردد لأنظمة SEAG سيئة للغاية. لذلك، تم تطوير التحكم المحسن في جودة الطاقة FASM لمخطط محول CSC المعدل الجديد القائم على وظيفة زيتا (ZFM - CSC) لتشغيل نظام تكييف الهواء SEAG الذي يعمل بالطاقة الكهرومائية الدقيقة. تعد أنظمة تكييف الهواء التقليدية مناسبة لنظام التغذية بالشبكة، حيث يظل التردد والجهد ثابتين. ومع ذلك، فإن مخططات التحكم التقليدية هذه ليست مناسبة لمكيفات الهواء التي تعمل بالمولدات الكهرومائية الصغيرة القائمة على SEAG المستقلة نظرًا لأن تردد وجهد هذا النظام يختلف كثيرًا عند التحميلات المختلفة وظروف التشغيل الديناميكية. وهذا يؤدي إلى تقدير غير صحيح لتيار المصدر المرجعي في النظام التقليدي، مما يؤثر بدوره على استقرار النظام. قد يؤدي التغيير المفاجئ للأحمال في نظام تكييف الهواء التقليدي إلى إلغاء مغنطة وإزالة استقرار SEAG الذي يعمل بالهيدروجين الدقيق. تؤكد النتائج التجريبية والمحاكاة المقدمة قوة هذا النظام. 1 المقدمة في المواقع الجبلية والنائية، يكون توافر طاقة الشبكة الكهربائية محدودًا أو غير متوفر بسبب مراعاة خسائر النقل والتوزيع. وعادة ما تكون المناطق الجبلية والنائية غنية بالموارد الطبيعية التي يمكن استخدامها كمصدر لتوليد الطاقة الكهرومائية الصغيرة. تم العثور على الأنظمة الكهروميكانيكية مثل SEAG مناسبة للغاية لمثل هذه التطبيقات المستقلة. في نظام التوليد هذا، تكون مستويات التردد والجهد غير متسقة للغاية بسبب الاختلافات في الأحمال وفي الطاقة الميكانيكية للإدخال التي توفرها التوربينات. يتراوح جهد خرج SEAG النموذجي من 130 إلى 230 فولت من الحمل الكامل إلى حالة عدم التحميل. يمكن استخدام نظام تكييف الهواء SEAG القائم على المياه الدقيقة في المواقع الجبلية والنائية لتلبية متطلبات تكييف الهواء في هذه المناطق. بالإضافة إلى ذلك، فإن نظام تكييف الهواء لديه تقلبات كبيرة في ظروف التحميل الديناميكية. لذلك، يلزم وجود تحكم مناسب لتطوير محرك لنظام تكييف الهواء، والذي يتم تغذيته بواسطة مولد طاقة مستقل. بصرف النظر عن ذلك، يتم تنفيذ أنظمة تكييف الهواء التي تغذيها PMBLDCM إلى حد كبير في تطبيقات التبريد المنزلية والصناعية والشركات، بسبب الكفاءة العالية والتشغيل الصامت والحجم الصغير والموثوقية العالية ومتطلبات الصيانة المنخفضة. ومع ذلك، في النظام التقليدي، يتطلب نظام تكييف الهواء الذي يغذيه PMBLDCM وجود تيار غير جيباني وأجهزة التحكم التقليدية القائمة على PI ليست مناسبة للتعامل مع ظروف الحمل المتقلبة. تم تقديم مخطط التحكم الأمثل وتحليل تخصيص السعة لنظام تكييف الهواء القائم على PMBLDCM مع الأخذ في الاعتبار خطأ التحكم في المنطقة، في [1]. تم الإبلاغ عن تنفيذ مخطط التحكم الأمثل لجدول التحكم في الحمل لأحمال تكييف الهواء الكبيرة باستخدام البرمجة الديناميكية المريحة، في [2]. تم فحص وتنفيذ محرك PMBLDCM القائم على محول PFC CUK باستخدام طريقة التحكم في الجهد لمكيف الهواء في [3]. تم الإبلاغ عن مخطط تنظيم التردد لمكيف الهواء في [4]. يدمج المخطط المقدم في هذا العمل نظام تكييف الهواء اللامركزي للغاية. تم تقديم مسح مفصل لتقنيات إدارة الطاقة لمكيفات الهواء باستخدام الذكاء الحسابي، في [5]. تم الإبلاغ عن نظام تكييف هواء ذكي يستخدم التحكم في البث في تقنية ناقل خط الطاقة في [6]. تم تقديم نموذج تحكم تنبؤي لنظام تكييف الهواء ذي الطبيعة الموزعة في [7]. يعوض مخطط التحكم المعروض هنا بسرعة التقلبات في الطاقة الشمسية. تم تقديم نمذجة مكيف الهواء القائم على العاكس في [8]. يوفر خدمات تنظيم التردد في النظام. تم عرض التحكم المباشر في حمل مكيف الهواء باستخدام نموذج الإرسال السريع في [9]. تم التحقيق في تأثير استعادة الجهد للأعطال العابرة في نظام تكييف الهواء في [10]. أبلغ حاجيبور وآخرون [11] عن نموذج تجميعي محسن لمكيفات الهواء السكنية لدراسات FIDVR. قدم فو [12] طريقة التحكم في التدفق الاحتمالي للطاقة القائمة على درجة الحرارة مع الأخذ في الاعتبار المتغيرات العشوائية ذات الأبعاد العالية. تم تقديم طريقة عادلة لتخصيص الطاقة لنظام تكييف الهواء في الشبكة الذكية في [13]. تمت مناقشة دراسة النمذجة والمحاكاة لضوضاء الوضع المشترك الناتجة عن نظام تكييف الهواء القائم على العاكس في [14]. تم الإبلاغ عن مخطط تحكم يعتمد على تنظيم جهد وصلة التيار المستمر لمحرك مكثف إلكتروليتي أقل من PMSM في [15]. تم التحقيق في مخطط لتوفير الطاقة في نظام تكييف الهواء لمراكز البيانات في [16]. تم الإبلاغ عن وحدة تحكم MPPT باستخدام نظام استشعار واحد لمولدات الحث التي تعمل بالرياح في [17]. تم الإبلاغ عن نظام صغير متكامل لتوليد الطاقة المائية وطاقة الرياح مع انخفاض عدد المحولات في [18]. تم تقديم مخطط تحكم للشبكة الشمسية والمائية الصغيرة الصغيرة في [19]. تم عرض تحسين الإخراج لنظام تكييف الهواء العاكس باستخدام نمذجة تخزين الطاقة في [20]. تمت مناقشة مخطط التحكم بالإجماع لمكيف الهواء العاكس في [21]. تم تقديم نظام مبرد هواء شمسي باستخدام PMBLDCM مستقل مع كفاءة محسنة في [22]. وفقًا لمسح الأدبيات المقدم في [1-22]، لم يتم استكشاف أنظمة تكييف الهواء الصغيرة التي تعمل بالماء للمواقع النائية بعد. تُستخدم محركات BLDC على نطاق واسع في تطبيقات مختلفة مثل المركبات الكهربائية ومكيفات الهواء والمراوح وأنظمة ضخ المياه بالطاقة الشمسية وأنظمة الأتمتة [23]. يتم تشغيل هذه المحركات من خلال مقوم جسر الصمام الثنائي الذي يتم تغذيته من التيار الكهربائي للتيار المتردد أحادي الطور متبوعًا بمكثف وصلة التيار المستمر ومحول مصدر الجهد (VSI). يعاني محرك PMBLDCM التقليدي القائم على VSI من مشاكل جودة الطاقة مثل عامل القدرة الضعيف (PF)، والتشويه التوافقي الكلي العالي (THD) وعامل القمة (CF) لتيار المصدر، بسبب الشحن غير المنضبط لمكثف وصلة التيار المستمر، مما يؤدي إلى شكل موجي للتيار النبضي له قيمة ذروة أعلى من سعة المكون الأساسي لتيار المصدر. تم الإبلاغ عن العديد من مخططات تصحيح معامل القدرة (PFC) لمحرك PMBLDCM [24] في الأدبيات. تم الإبلاغ عن تحليل محولات DC - DC في [25]. تم الإبلاغ عن تصميم وتحليل PMBLDCM بدون فتحة في [26]. يتم إدخال محرك مغناطيسي دائم من خمس مراحل في [27]. تم الإبلاغ عن محرك BLDC صغير هجين في [28]. تم الإبلاغ عن تكوينات الدوار المختلفة لمحرك BLDC في [29]. تم الإبلاغ عن تشغيل تموج عزم الدوران المنخفض لنظام تكييف الهواء PMBLDCM باستخدام تقنية التحكم المباشر في عزم الدوران في [30]. تم الإبلاغ عن إجراء اكتشاف المجال الكهرومغناطيسي الخلفي لمحرك PMBLDCM بدون مستشعر في [31]. تم الإبلاغ عن تحديد جودة مغنطة محركات BLDC، في [32]. يتم تقديم طريقة تحسين لتصميم محرك BLDC للطائرة الشمسية في [33]. يتم تقديم وحدة تحكم غامضة في الوقت الحقيقي في [34]. تم الإبلاغ عن نظام ضخ قائم على محرك BLDC يعمل بالطاقة الشمسية في [35]. تم الإبلاغ عن عدد كبير من مخططات تصحيح معامل القدرة في الأدبيات المتاحة، وهي مفيدة جدًا للأنظمة المتصلة بالشبكة. ومع ذلك، يتطلب نظام تكييف الهواء القائم على المولد المستقل تعديلات كبيرة في نظام التحكم التقليدي من أجل الأداء السليم للنظام. يظل تردد النظام المتصل بالشبكة ثابتًا، في حين يختلف تردد نظام SEAG المستقل باختلاف ظروف التحميل والتشغيل. في النظام التقليدي، يتم النظر في قيمة ذروة ثابتة لجهد المصدر لتقدير قالب الوحدة، والذي يستخدم لتوليد إشارة تيار مرجعية. ومع ذلك، في نظام تكييف الهواء المقترح الذي يعمل بالهيدروجين الدقيق، يكون لجهد وتردد المولد غير المتزامن أحادي الطور تنظيم ضعيف، وبالتالي، تتقلب قيمة ذروة الجهد أيضًا، مما يؤدي إلى تقدير غير صحيح لتيار المصدر المرجعي وبالتالي يؤثر على استقرار النظام. يوضح الجدول 1 مقارنة المخطط المقترح بالمخططات التقليدية المبلغ عنها. الجدول 1. أداء محولات التيار المستمر/التيار المستمر المختلفة مع نظام تكييف الهواء المعلمات Buck - boost SEPIC LUO المخطط المقترح تموج تيار الدخل مرتفع مرتفع مرتفع منخفض عدد المكونات في المحول 4 6 6 4 تجاوز الجهد الكهربي لوصلة التيار المستمر نعم نعم نعم لا وقت التسوية أثناء الحالة الديناميكية مرتفع مرتفع منخفض الاستقرار ضعيف ضعيف ضعيف متطلبات مستقرة لمرشح LC نعم نعم نعم لا تقترح هذه الورقة قالب وحدة تقدير الذروة التكيفية الترددية وتيار المصدر المرجعي لنظام التوليد. إنه مناسب للغاية كما أنه يحسن بشكل كبير من استقرار النظام في نظام تكييف الهواء SEAG أحادي الطور. يعمل التحكم في التغذية الراجعة لوضع الانزلاق على تحسين استقرار النظام. تبحث هذه الورقة في نظام تكييف الهواء CSC - PMBLDCM المعدل المعدل لتصحيح معامل القدرة (PFC) الذي يتم تغذيته بواسطة مولد مستقل. يعمل التحكم المقترح في عامل القدرة مع الطوبولوجيا القائمة على محول CSC المعدل على تحسين جودة الطاقة وأداء النظام بشكل كبير في حالة مستقرة بالإضافة إلى الظروف الديناميكية. تمت إزالة الفجوات البحثية التالية للمخططات التقليدية [1-22] في المخطط المقترح: لا يوجد مخطط مذكور في الأدبيات يتناول القضايا الفنية والتحديات وتقنيات التخفيف الخاصة بها لأنظمة تكييف الهواء التي تغذيها مولدات الطاقة المائية الصغيرة المستقلة. يحتوي المخطط المقترح أيضًا على ميزة فريدة لتوليد قوالب الوحدات التكيفية للتردد، مما يجعل المخطط مناسبًا للغاية لتصحيح معامل القدرة في نظام تكييف الهواء القائم على مصدر الطاقة المتجددة القائم على PMBLDCM. من المعروف جيدًا أن تردد نظام SEAG لا يظل ثابتًا ولكنه يختلف في ظل ظروف تشغيل مختلفة مثل اضطرابات الحمل أو الاختلاف في الطاقة الميكانيكية للإدخال التي يتم توصيلها إلى المحرك الرئيسي للمولد. المخطط المقترح مناسب للغاية لنظام تكييف الهواء الذي تغذيه PMBLDCM، والذي يغذيه مصدر توليد الطاقة المذكور أعلاه مع ضعف تنظيم التردد. يعتمد المخطط المقترح على التحكم في التغذية الراجعة لوضع الانزلاق التكيفي، والذي يزيل جميع التجاوزات والتجاوزات في جهد وصلة التيار المستمر. تتم أيضًا إزالة إمكانيات التذبذب/التذبذبات/التجاوز في سرعة نظام تكييف الهواء الذي تغذيه PMBLDCM خلال فترة البدء وفي ظل ظروف اضطراب الحمل. تحتوي الورقة على 7 أقسام التالية. يتم عرض المقدمة والفجوة البحثية في القسم 1. يتناول القسم 2 وصف أنظمة المخطط المقترح. في القسم 3، تم تقديم خوارزمية التحكم والتحليل الرياضي للنظام. تمت مناقشة الأداء المحاكي للنظام وتحليله في القسم 4. تم وصف تفاصيل الإعداد التجريبي وأدائه في القسم 5. تم وصف مقارنة المخطط المقترح بالمخططات التقليدية الأخرى في القسم 6. تم عرض استنتاجات الورقة في القسم 7. 2 وصف النظام يتضمن محول خلية التحويل الكنسي المعدل القائم على وظيفة زيتا PFC (ZFM - CSC) المقترح باستخدام التحكم في التغذية الراجعة لوضع الانزلاق لنظام تكييف الهواء المغذي بمحرك PMBLDCM مصدرًا أحادي الطور، ومرشح تيار متردد دخل، ومقوم مستخدم هو مقوم جسر ثنائي، ومحول ZFM - CSC يتم التحكم فيه باستخدام مخطط جديد للتحكم في السرعة قائم على PFC لمحرك PMBLDCM، ومحرك VSI ثلاثي الطور ومحرك PMBLDCM. يحول المقوم طاقة التيار المتردد إلى طاقة تيار مستمر. يقوم مخطط التحكم المقترح بتشغيل محول ZFM - CSC بطريقة تجعل تيار المصدر لا يزال جيبيًا ومتوافقًا مع جهد المصدر في جميع ظروف التشغيل. توفر مستشعرات تأثير هول تغذية راجعة لموضع الدوار إلى وحدة التحكم من أجل توليد فولتية خرج ثلاثية الأطوار ذات شكل مناسب لمحرك PMBLDC. يتحكم محول ZFM - CSC المقترح في جهد وصلة التيار المستمر لـ VSI ثلاثي المراحل، والذي يتحكم في سرعة محرك PMBLDC ويدفع بدوره ضاغط نظام تكييف الهواء. يتم عرض خوارزمية التحكم التفصيلية جنبًا إلى جنب مع مخططات الدوائر لنظام تكييف الهواء المغذي PFC ZFM - CSC PMBLDCM، في الشكل 1 لوضع التشغيل الحالي المستمر. ينطبق المخطط المعروض في الشكل 1 على تشغيل PFC لنظام تكييف الهواء الذي تغذيه PMBLDCM بترددات نظام مختلفة. تم العثور على هذا المخطط مناسبًا للغاية لنظام تكييف الهواء الذي يغذيه PMBLDCM ذو الطاقة العالية والمتوسطة والمنخفضة للمناطق النائية والتلال. يظهر إعداد تجريبي للنظام المقترح في الشكل 2. الشكل 1 مفتوح في الشكل المشاهد مخطط باور بوينت لوضع الانزلاق التكيفي للتردد المغذي بالمولد المائي الصغير (FASM) القائم على التحكم في جودة الطاقة المحسنة PMBLDCM نظام تكييف الهواء للمناطق النائية والتلال الشكل 2 مفتوح في الشكل المشاهد باور بوينت الإعداد التجريبي للنظام المقترح في النظام التقليدي، يتم النظر في قيمة ذروة ثابتة لجهد المصدر لتقدير قالب الوحدة، والذي يستخدم لتوليد إشارة تيار مرجعية. ومع ذلك، في نظام تكييف الهواء المائي الصغير المقترح، يكون لجهد وتردد المولد غير المتزامن أحادي الطور تنظيم ضعيف، وبالتالي، فإن قيمة ذروة الجهد تتقلب أيضًا. يؤدي إلى تقدير غير صحيح لتيار المصدر المرجعي، مما يؤثر بدوره على استقرار النظام. لذلك، تقترح هذه الورقة نموذجًا لتقدير الذروة التكيفية للتردد (FAPE) على أساس الوحدة وتيار المصدر المرجعي لنظام التوليد. إنه يحسن بشكل كبير استقرار النظام في نظام تكييف الهواء الذي يغذيه SEAG أحادي الطور. يظهر المخطط الانسيابي لكتلة FAPE للمخطط المقترح في الشكل 3. يتم استخدام تقنية FAPE الموضحة في الشكل 3، في النظام المقترح لتوليد إشارة تربيعية لجهد SEAG. يتم تمرير جهد الدخل vg(i) من خلال مرشح تمرير منخفض قبل تغذيته إلى كتلة FAPE، لإزالة الضوضاء المقاسة من الإشارة. يتم أخذ عينات من الجهد المرشح كل 30 ميكرو ثانية وتخزينها في مصفوفة. تتم مقارنة قيمة كل عينة مع العينة المأخوذة سابقًا. إذا كانت قيمة العينة السابقة أقل من الصفر وكانت قيمة العينة الجديدة أكبر من الصفر، فإن كتلة FAPE تسجل هذه النقطة كنقطة عبور صفرية موجبة لجهد الدخل. يتم استخدام قيمة الفترة الزمنية المقدرة لجهد الدخل لإدخال إزاحة طور 90درجة (وقت تأخير يساوي الفترة/4) في الدورة التالية لجهد النظام لتوليد إشارة التربيع لجهد SEAG. نظرًا لأن تردد SEAG والجهد يعتمدان على حالة التحميل والتغيرات الموسمية، فمن غير الممكن توليد إشارة متحركة للطور بزاوية 90درجة عن طريق إضافة تأخير زمني ثابت في كل دورة لإشارة جهد النظام. لذلك، يتم إدخال تأخير زمني تقديري في كل دورة من جهد SEAG للحصول على إشارة تربيعية (تساوي ربع الفترة الزمنية المقدرة لدورتها السابقة)، وهذه الإشارة المتغيرة للطور 90درجة مطلوبة لتوليد قالب وحدة جهد الدخل كما هو مطلوب من خلال إدخال PFC. الشكل 3 مفتوح في عارض الشكل مخطط انسيابي PowerPoint لكتلة FAPE يعمل التحكم في التغذية الراجعة لوضع الانزلاق على تحسين استقرار النظام. تتم مقارنة السرعة المرجعية للمحرك بعد الضرب بعامل كسب حلقة السرعة، بجهد وصلة التيار المستمر لعاكس مصدر الجهد (VSI) من أجل تقدير الخطأ في جهد وصلة التيار المستمر. تتم معالجة خطأ في جهد وصلة التيار المستمر من خلال وحدة تحكم PI للسرعة من أجل ضمان عدم وجود خطأ في سرعة محرك الأقراص. يتم ضرب خرج وحدة تحكم PI للسرعة هذه مع قالب الوحدة التكيفية للتردد لجهد النظام لتوليد إشارة تيار مستمر مرجعية للمحرك. تتم مقارنة إشارة التيار المرجعي هذه مع تيار مصدر التيار المستمر المصحح، وتتم معالجة هذا الخطأ الحالي من خلال وحدة تحكم في التغذية الراجعة لوضع الانزلاق. يتم تغذية مخرجات وحدة التحكم في التغذية الراجعة لوضع الانزلاق إلى كتلة توليد PWM. تولد هذه الكتلة إشارة بوابة تعديل عرض النبضة للتحكم في تشغيل المفتاح Sw1 من أجل تحقيق الأداء المطلوب لنظام تكييف الهواء الذي يغذيه PMBLDCM. في المخطط المقترح، يتم التحكم في سرعة محرك PMBLDCM عن طريق ضبط جهد وصلة التيار المستمر لـ VSI. يتم التحكم في جهد وصلة التيار المستمر لـ VSI من خلال المفتاح Sw1. يتم التحكم في تشغيل هذا المفتاح من خلال وحدة التحكم في التغذية الراجعة لوضع الانزلاق المقترحة من أجل تقليل إمكانية زيادة الجهد عبر المفتاح. يقلل محول ZFM - CSC من تموج الجهد في جهد وصلة التيار المستمر مع تقليل خسائر التبديل بسبب استخدام مفتاح واحد والطاقة المخزنة العالية في مكونات الدائرة. 3 خوارزمية التحكم، وتحليل النظام يتكون هذا القسم من خوارزمية التحكم، وتصميم وتحليل النظام. 3.1 خوارزمية التحكم يحتوي النظام المقترح على حلقتين إحداهما هي حلقة التحكم في درجة الحرارة وحلقة توليد دورة التشغيل. 3.1.1 حلقة التحكم في درجة الحرارة تتم مقارنة قيمة درجة حرارة الغرفة الفعلية (T) بقيمة مرجعية لدرجة حرارة الغرفة T* من أجل حساب الخطأ في درجة الحرارة. T e r = T * - T . (1) هنا T* هي القيمة المرجعية لدرجة الحرارة التي يحددها المستهلك. T هي القيمة الفعلية لدرجة حرارة الغرفة. TER هو الفرق بين القيمة المرجعية والقيمة الفعلية لدرجة حرارة الغرفة. وفقًا للاختلاف في درجة الحرارة، يتم تحديد الجهد المرجعي لمحرك PMBLDCM للضاغط باستخدام الجدول 2. الجدول 2. درجة الحرارة مقابل الجهد جدول البحث عن الكسب TER (درجة مئوية) >20 15–20 15–10 10–3 <3 فولت*ديسيلتر (فولت) 310 230 160 110 70 تتم مقارنة جهد وصلة التيار المستمر (VDL) في جانب الإدخال من VSI مع جهد وصلة التيار المستمر المرجعي V*DL من أجل حساب الخطأ في جهد وصلة التيار المستمر. VDER = VDL * - VDL. (2) تتم معالجة الخطأ في جهد وصلة التيار المستمر من خلال وحدة التحكم التناسبية المتكاملة (PI). V v s p ( k ) = V vs p ( k -1 ) + K i v s p { V D e r ( k ) - V D e r ( k -1)} + K p v s p V D e r ( k ) ، (3) حيث Kivsp و Kpvsp ثوابت متكاملة ومتناسبة لوحدة تحكم PI للسرعة. 3.1.2 حلقة تقدير دورة التشغيل و PFC تتم معالجة جهد المصدر (vg) من خلال كتلة إزاحة الطور للحصول على إشارة إزاحة 900 طور (vgq) لجهد المصدر من أجل الحصول على إشارة إزاحة الطور التكيفي للتردد لجهد المصدر. يتم تحديد جهد الخرج المعدل (VR) بواسطة Vgpeak للحصول على قالب وحدة لجهد المصدر (USP) u s p ( k ) = V R ( k ) V g p e a k ( k ) . (4) يتم ضرب خرج معادلة وحدة تحكم الجهد PI (3) مع قالب وحدة معادلة جهد خرج SEAG (4) من أجل الحصول على القيمة المرجعية للتيار المعدل. أنا ز * ( ك ) = الخامس الصورة ص ( ك ) × ش ص ( ك ) . (5) تتم مقارنة تيار المصدر المرجعي (i*g) مع تيار المصدر المستشعر (ig) للحصول على خطأ في تيار المصدر. أنا ز ه ( ك ) = أنا ز ∗ ( ك ) - أنا ز ( ك ) = أنا ز ه 1 ( ك ) . (6) تتم معالجة هذا الخطأ الحالي من خلال وحدة التحكم في التغذية الراجعة لوضع الانزلاق. أنا ز ه 2 ( ك ) = 1 ت س أنا ز ه 1 ( ك ) - أنا ز ه 2 ( ك ) . (7) اجتاز Ige(k) كتلة تأخير الوحدة (1/Z) للحصول على Ige2 (k) المتأخر بلحظة واحدة لأخذ العينات. تتم معالجة كتلة الدالة، التي تُخرج إما +1 أو -1 وفقًا لقيمة الإدخال (M، N)، على النحو التالي: M + = α I + g e 1 ( k ) I + g e 2 ( k ) , N + β I + g e 1 ( k ) I + g e 2 ( k ) . (8) يتم احتساب دورة تشغيل المحول على النحو التالي D =± Z 1 I????? 1?? Z 2 I????? 2 . (9) تتم معالجة خرج وحدة التحكم في التغذية الراجعة لوضع الانزلاق من خلال مولد PWM. يتم تغذية خرج مولد تعديل عرض النبضة إلى مفتاح الطاقة الإلكتروني (IGBTs) من خلال العزل البصري ودائرة التشغيل. يتم تحقيق التحكم المطلوب في جهد وصلة التيار المستمر وتحسين جودة تشغيل الطاقة لمحرك PMBLDCM المقترح من خلال التحكم في تشغيل التبديل للمفتاح (Sw1). 3.2 تصميم وضع انزلاق PFC الذي يتم التحكم فيه بواسطة محول ZFM - CSC يقدم هذا القسم تصميم محول PFC ZFM - CSC المقترح للعمل في CCM (وضع التوصيل المستمر) بحيث يظل تيار محاث النقل iL1 والجهد عبر مكثف النقل C1 مستمرين في كل فترة تبديل. يتم تقديم إجراء التصميم لتصنيف الطاقة 700 واط. يمكن إعادة تصميم جميع مكونات النظام لأي تصنيف أعلى بالطريقة نفسها. يعتبر التباين في جهد وصلة التيار المستمر من 70 إلى 310 فولت (القيمة القصوى لجهد الخرج) لنطاق كافٍ من التباين في السرعات. يتم تمثيل جهد مصدر الدخل، vg على النحو التالي. vgt = Vm Sin 2 π fLt = 220 2 Sin 314 tV، (10) حيث Vm هو ذروة جهد الدخل (أي 2 Vg )، fL هو تردد النظام (أي 50 هرتز). يتم تمثيل الجهد اللحظي عبر مجموعة المفتاح والمحث على النحو التالي. v g , i n ( t ) = v m Sin ω t = 220 2 Sin 314 t V . (11) جهد الخرج، VDL للمحول هو كما يلي. V D L = 1 - 2 D 1 - D V g ، (12) حيث تمثل D دورة العمل. يتم حساب دورة العمل اللحظية د(ر) على النحو التالي. D ( t ) = V D L - V g ( t ) V D L + 2 V g ( t ) = V D L - V m Sin ω t V D L + 2 V m Sin ω t (13) نظرًا لأن سرعة المحرك تعتمد على جهد وصلة التيار المستمر VDL لـ VSI، وبالتالي، يمكن اعتبار الطاقة اللحظية، Pg،في وظيفة خطية لجهد وصلة التيار المستمر VDL مثل، P g ، i n = P p e a k V D L ، p a k V D L ، (14) حيث VDL،الذروة هي القيمة القصوى لجهد وصلة التيار المستمر ويتم تصنيف الطاقة القصوى للمحول. 3.2.1 تصميم محث النقل L1 يتم حساب قيمة محث النقل L1 في وضع التوصيل المستمر للتشغيل للحد المسموح به (λ) لتيار المحث IL1. يتم حساب القيمة الحرجة للمحث L1 على النحو التالي. L 1 = vg , in ( t ) D ( t ) λ . I g , i n ( t ) f S = R s D ( t ) λ . f S = v g 2 P g , i n D ( t ) λ . f S , (15)حيث Rs هي مقاومة إدخال مكافئة، fs هو تحويل تردد مفتاح المحول و Pg،in هي طاقة إدخال لحظية. تحدد قيمة تردد التبديل الخسائر في المفتاح وحجم محث النقل L1. يتم أخذ تردد التبديل البالغ 10 كيلو هرتز في الاعتبار في إجراء التصميم هذا. يظهر الحد الأقصى للتيار من خلال المحث عندما يكون جهد وصلة التيار المستمر هو الحد الأقصى الذي يبلغ 310 فولت عند الحد الأقصى للطاقة (Pg،الذروة) وعند الحد الأدنى لجهد المصدر (Vg،min) وهو 85 فولت. وبالتالي، يتم حساب الحد الأدنى لقيمة محث النقل لوضع CCM على النحو التالي [37]. L 1 دقيقة = V ز ، دقيقة 2 ص ز ، ص ه ك د ( ر ) λ . و S = 85 2 700 0.7206 0.3 × 10000 ≈ 2.47 م ارتفاع ، (16) حيث يتم أخذ الحد المسموح به في تموج تيار المحث 30 ٪. يتم تحديد القيمة أكثر من 2.47 مللي هرتز لتشغيل المحول في CCM، لذلك يتم أخذ قيمة محث النقل 4 مللي هرتز لهذا النظام. 3.2.2 تصميم مكثف النقل C1 يتم حساب مكثف النقل C1 على النحو التالي [4]، C 1 = V D L D ( t ) Δ V C 1 ( t ) f S R = V D L D ( t ) η V g ( t ) + V D L F S R S ، (17) حيث η هو جهد التموج عبر مكثف النقل C 1، والجهد عبر C 1 هو VC 1 ومقاومة الحمل تساوي RL، والتي يتم حسابها على أنها RL = VDL 2/Pg،في. يتم حساب القيمة القصوى لمكثف النقل C1 على النحو التالي. C 1 ، MAX = V D L MAX D ( t ) η 2 V g MAX + V D L MAX f S R L = 310 × 0.4481 0.1 270 2 + 310 10000 × 192.2 = 1.022 μ F (18) وبالتالي، يتم اختيار قيمة مكثف النقل أقل من القيمة القصوى، لذلك يعتبر C 1 0.66 μF لهذا التصميم. 3.2.3 تصميم محث الخرج Lo يتم حساب قيمة محث الخرج Lo لوضع تشغيل CCM لحد التموج المسموح به (γ) في تيار المحث ILo. يتم حساب قيمة خطاب الحث على النحو التالي [36]. L o = V D L × ( 1 − D ) γ × I L o × f S = V D L × D γ × i g × f S = R g × V D L × D γ × V g × f S = v g 2 P g , i n V D L γ × 2 v g × f S V D L − 2 V g V D L + 2 V g L (19) يظهر الحد الأقصى للتيار من خلال المحث عندما يكون جهد وصلة التيار المستمر عند الحد الأقصى للطاقة (Pmax) وعند الحد الأدنى لجهد المصدر (Vg،min). وبالتالي، يتم احتساب الحد الأدنى للمغذي لأقصى تموج مسموح به (γ) في التيار بنسبة 30 ٪ على النحو التالي [36]، Lo، c c m = v g ، min 2 P g ، p e a k V D L ، max γ × 2 v g ، min × f S V D L ، max − 2 v g، min V D L، max + 2 v g ، min = 85 2 700 310 0.3 × 2 × 85 × 10 ، 000 310 - 2 × 85 310 + 2 2 × 85 = 3.06 m H (20) وبالتالي، يتم اختيار قيمة Lo 3 mH لتشغيل المحول في CCM للتشغيل. 3.2.4 تصميم شركة مكثف وصلة التيار المستمر يتم تحديد شركة مكثف وصلة التيار المستمر على النحو التالي [4]. C o = I o 2 ω Δ V D L = P g ، i n V D L 1 2 ω V D L ، (21)حيث تمثل κ التموج المسموح به في جهد وصلة التيار المستمر. مع الأخذ في الاعتبار الحد الأدنى لقيمة جهد وصلة التيار المستمر (70 فولت). Co = P min V D L min 1 2 ω κ V D L min = 113 70 1 2 × 314 × 0.20 × 70 ≈ 1836 μ F . (22) لذلك، يتم اختيار مكثف وصلة التيار المستمر 2200 ميكروفولت لهذا التطبيق. 3.2.5 تصميم مرشح مكثف التحويلة CSh يتم توصيل مرشح مكثف التحويلة (CSh) عبر المصدر على النحو التالي [36]. C S h = I g ω L V g ( t ) tan ( θ ) = P g ، i n 2 / v g ω L 2 V g tan ( θ ) (23) تم تصميم مكثف التحويلة الأقصى للقيمة القصوى لطاقة الإدخال عند الحد الأقصى
add ClaimPlease grant OpenAIRE to access and update your ORCID works.This Research product is the result of merged Research products in OpenAIRE.
You have already added works in your ORCID record related to the merged Research product.This Research product is the result of merged Research products in OpenAIRE.
You have already added works in your ORCID record related to the merged Research product.All Research productsarrow_drop_down <script type="text/javascript"> <!-- document.write('<div id="oa_widget"></div>'); document.write('<script type="text/javascript" src="https://beta.openaire.eu/index.php?option=com_openaire&view=widget&format=raw&projectId=10.1049/rpg2.12129&type=result"></script>'); --> </script>
For further information contact us at helpdesk@openaire.euAccess Routesgold 3 citations 3 popularity Top 10% influence Top 10% impulse Average Powered by BIP!
more_vert add ClaimPlease grant OpenAIRE to access and update your ORCID works.This Research product is the result of merged Research products in OpenAIRE.
You have already added works in your ORCID record related to the merged Research product.This Research product is the result of merged Research products in OpenAIRE.
You have already added works in your ORCID record related to the merged Research product.All Research productsarrow_drop_down <script type="text/javascript"> <!-- document.write('<div id="oa_widget"></div>'); document.write('<script type="text/javascript" src="https://beta.openaire.eu/index.php?option=com_openaire&view=widget&format=raw&projectId=10.1049/rpg2.12129&type=result"></script>'); --> </script>
For further information contact us at helpdesk@openaire.eudescription Publicationkeyboard_double_arrow_right Article , Other literature type , Journal 2021Publisher:Institution of Engineering and Technology (IET) Authors:Shubhra Chauhan;
Shubhra Chauhan
Shubhra Chauhan in OpenAIREBhim Singh;
Bhim Singh
Bhim Singh in OpenAIREIET Renewable Power GenerationVolume 15, Issue 5 p. 1030-1045 RECHERCHE ORIGINALE PAPEROpen Access Control of solar PV-integrated battery energy storage system for rural area application Shubhra Chauhan, auteur correspondant Shubhra Chauhan shubhra72@gmail.com Department of Electrical Engineering, IIT Delhi, New Delhi, Inde Correspondance Shubhra Chauhan, Department of Electrical Engineering, IIT Delhi, New Delhi 110016, Inde. Email : shubhra72@gmail.comRechercher d'autres articles de cet auteurBhim Singh, Bhim Singh Department of Electrical Engineering, IIT Delhi, New Delhi, IndeRechercher d'autres articles de cet auteur Shubhra Chauhan, Correspondant Author Shubhra Chauhan shubhra72@gmail.com Department of Electrical Engineering, IIT Delhi, New Delhi, Inde Correspondance Shubhra Chauhan, Department of Electrical Engineering, IIT Delhi, New Delhi 110016, Inde. Email : shubhra72@gmail.comRechercher d'autres articles de cet auteurBhim Singh, Bhim Singh Department of Electrical Engineering, IIT Delhi, New Delhi, IndeRechercher d'autres articles de cet auteur Première publication : 20 janvier 2021 https://doi.org/10.1049/rpg2.12086Citations : 1AboutSectionsPDF ToolsRequest permissionExport citationAdd to favoritesTrack citation ShareShare Give accessShare full text accessShare full-text accessPlease review our Terms and Use and check box below to share full-text version of article.I have read and accept the Wiley Online Library Terms and Conditions of UseShareable LinkUse the link below to share a full-text version of this article with your friends and colleagues. En savoir plus.Copier l'URL Partager un lienPartager surFacebookTwitterLinked InRedditWechat Résumé L'inaccessibilité d'un réseau public est le défi pour les zones rurales et éloignées. Ce travail présente l'application du stockage d'énergie par batterie intégré (BES) solaire photovoltaïque (PV) pour l'électrification des zones rurales. L'ajout d'un BES à la liaison DC, est réalisé au moyen d'un convertisseur bidirectionnel DC–DC. Le BES est déchargé/chargé conformément à la production solaire photovoltaïque et aux variations de charge. Cette commande de convertisseur maintient également la tension pour le suivi du point de puissance maximale (MPPT) avec perturbation et observation (P & O) au niveau de la liaison CC. Le convertisseur de source de tension (VSC) fonctionne au moyen d'un algorithme de contrôle de tension dans un système PV-BES solaire. Le système gère la puissance pour le réseau de charge avec une régulation de fréquence et de tension par le contrôleur proportionnel et résonant discret non idéal (PR). La composante fondamentale du courant de charge est acquise à l'aide d'un filtre numérique adaptatif, ce qui améliore la qualité de l'alimentation. L'utilisation d'un convertisseur buck-boost avec un indice BES optimal par rapport au système, lorsqu'il est relié directement à la liaison CC VSC. Les opérations du système à l'état stable et dans des circonstances dynamiques, c'est-à-dire le changement d'insolation solaire et la variation de charge, la déconnexion de charge, sont authentifiées avec les résultats des tests sur un prototype développé. 1 INTRODUCTION La question des crises énergétiques mondiales a conduit à l'incroyable développement technique dans le domaine des ressources énergétiques renouvelables (SER) et a révolutionné le domaine de l'énergie pour les applications industrielles. En raison de l'utilisation accrue de cette énergie, les économies annuelles pour les utilisateurs augmentent constamment, ce qui permet d'économiser des devises précieuses pour la nation. En raison de la réduction des émissions de CO2, un soutien important est apporté à la détérioration des conditions environnementales. Ces sources fournissent une énergie propre, réduisent considérablement les émissions de gaz à effet de serre. L'énergie solaire est l'une des sources les plus efficaces parmi les autres sources d'énergie renouvelables pour diverses raisons telles que la durabilité, l'économie, l'absence de pollution et la facilité d'installation. Le micro-réseau est intégré au moyen d'un stockage d'énergie par batterie (BES) et a gagné en popularité car il stocke l'énergie pendant les périodes creuses et fournit l'énergie pendant la demande de charge de pointe [1]. La principale cause de l'inaccessibilité du système d'alimentation électrique dans les villages éloignés est la faible tension et la nature intermittente de l'alimentation électrique provenant du réseau de distribution disponible. La principale raison de ces circonstances est le déséquilibre entre l'offre et la demande dans le réseau de distribution. Le système de batterie photovoltaïque solaire hors réseau est la meilleure solution pour une source d'énergie électrique fiable et abordable par rapport aux sources conventionnelles [2]. Le micro-réseau fonctionne en mode intégré au réseau ou en mode autonome. Il est séparé du réseau électrique dans des conditions anormales telles qu'une panne de réseau et fonctionne en mode autonome. Le stockage d'énergie est souhaitable pour la compensation du problème d'intermittence des sources d'énergie renouvelables et rend le fonctionnement fiable du système. L'incorporation du micro-réseau solaire photovoltaïque (PV) au réseau de distribution et à la gestion de l'énergie est donnée dans [3]. Les schémas de suivi du point de puissance maximale (MPPT) sont développés et mis en œuvre en raison du problème sporadique du réseau photovoltaïque. La partie essentielle du système photovoltaïque est le suivi du point de puissance maximale d'un réseau photovoltaïque, et diverses techniques de suivi MPP pour la production d'énergie solaire sont élaborées dans [4], [5]. Maintenir le niveau de qualité de l'énergie (PQ) dans le réseau de distribution est une tâche difficile en raison de l'augmentation du nombre de convertisseurs de puissance dans les locaux résidentiels, industriels et commerciaux. Les préoccupations en matière de QP et leurs approches d'atténuation avec de nombreux algorithmes de contrôle actuels sont rapportées dans [6]. Les problèmes de PQ dans la réalisation du réseau de distribution intelligent et la description de technologies telles que la gestion de la demande, le micro-réseau, la reconfiguration des alimentations, les méthodes avancées de contrôle de la tension, sont décrits dans [7]. La sélection de la batterie est d'une valeur nominale plus élevée, lorsque sa connexion à la liaison CC est directe ; cependant, dans ce système, la batterie de faible valeur nominale est incorporée par le convertisseur bidirectionnel CC-CC, ce qui augmente la durée de vie de la batterie en éliminant le courant de deuxième harmonique du courant de la batterie. La décharge et la charge de la batterie sont influencées par la demande de charge du système. Le micro-réseau avec res et stockage d'énergie, est développé et élaboré en [8], [9]. Les res, BES et charges sont nécessaires pour la performance fiable du système autonome. Le BES adoucit la nature variable des ser [10]. L'amplification de tension et la conversion CC-CA sont mises en œuvre avec un nouvel onduleur d'amplification fabriqué en utilisant le convertisseur abaisseur de tension CC-CC et l'onduleur CC-CA [11]. En raison de la nature variable des sources d'énergie renouvelables, le BES agit comme un élément critique dans un micro-réseau insulaire et régule la tension et la fréquence. Il maintient également la génération et équilibre les charges, améliorant ainsi la fiabilité du système. Diverses méthodes de contrôle pour la gestion de l'énergie du micro-réseau insulaire PV-BES sont décrites dans [12-14]. Le régulateur proportionnel et résonant (PR) élimine les lacunes du contrôleur proportionnel et intégrateur (PI), c'est-à-dire l'erreur en régime permanent entre les quantités de courant alternatif, ce qui améliore les performances de suivi du convertisseur. La performance du contrôle PR dépend de la précision de la fréquence de résonance. Le contrôleur PR avec méthode de discrétisation est signalé dans [15], [16]. L'application de contrôleurs PI linéaires à châssis fixe présente le principal inconvénient de l'erreur en régime permanent pour la régulation des quantités de courant alternatif, alors que le contrôleur PR est la solution attrayante pour éliminer l'erreur [17]. La prolifération de charges non linéaires connectées du côté du consommateur a introduit des problèmes de QP et a entravé les performances du réseau de distribution existant en termes de mauvais facteur de puissance et de génération d'harmoniques dans la tension et le courant du réseau de distribution, qui ne respectent pas la norme IEEE-519 [18]. Le calcul précis des harmoniques et des composants de séquence est nécessaire pour observer les performances du système triphasé. Le principal inconvénient de la technique LMS est que le taux de convergence dépend de la taille du pas constant et est associé à la valeur de poids actuelle. L'algorithme des moindres carrés moyens (LMS) est une technique simple pour trouver des paramètres pour l'événement PQ et peu efficace pour les perturbations de courte durée et de durée variable car il a un faible rapport signal sur bruit, alors que la méthode des moindres carrés moyens est meilleure que le LMS pour les problèmes de PQ mais sa complexité de calcul est plus grande, ce qui entraîne une mauvaise réponse en régime permanent. Le filtre volterra LMS/IV est utilisé pour trouver les composantes de la séquence, le courant continu décroissant et les harmoniques [19]. Le contrôle coordonné des res avec BES dans un micro-réseau îloté est démontré dans [20]. L'actif dans le contrôle de la puissance des micro-réseaux hybrides dans les îles éloignées et l'analyse et la mise en œuvre de méthodes de contrôle de la tension et de la fréquence en mode autonome pour les micro-réseaux hybrides avec variabilité imposée par les SER, sont donnés dans [21], [22]. Pour l'amélioration de la PQ et de la fiabilité du réseau de distribution, le micro-réseau doit être réalisé dans le réseau intégré ainsi qu'en mode hors réseau. La technique de commande d'un générateur de distribution à interface onduleur pour les variations de tension et de fréquence est illustrée dans [23]. Dans ce travail, un filtre numérique adaptatif est utilisé pour obtenir la composante fondamentale du courant de charge, qui est facile à mettre en œuvre par rapport aux filtres analogiques et aboutit à une tension de point de couplage commun sinusoïdal (PCC) à des charges non linéaires. Les coefficients ajustables contribuent à une meilleure performance en régime permanent et dynamique et sont détaillés dans [24]. L'application de la méthode d'extraction automatique des paramètres pour le modèle de batterie dynamique dans le système photovoltaïque solaire hors réseau, est détaillée dans [25]. En raison de la demande continue du côté de la charge, la batterie est utilisée dans le système. Les approches de gestion de l'énergie pour les res avec le BES, pour le fonctionnement du système en mode intégré au réseau ainsi que pour un mode autonome, sont détaillées dans [26], [27]. Les caractéristiques de base du système BES solaire photovoltaïque intégré sont élaborées comme suit. Une structure en une seule étape du système pour les zones rurales est réalisée pour l'utilisation de l'énergie solaire de crête à travers un réseau photovoltaïque par une approche de suivi MPP de perturbation et d'observation (P & O) simplifiée, qui est simple et facile à mettre en œuvre [4], alors que dans une structure en deux étapes, un convertisseur d'amplification supplémentaire est intégré dans le système, ce qui augmente les pertes et le coût du système global. Par conséquent, cette topologie est économique et efficace. La batterie en conjonction avec un convertisseur bidirectionnel effectue le processus de charge et de décharge de BES sous la demande de charge en période creuse et en période de pointe, respectivement. Le contrôleur PR non idéal avec une compétence de suivi élevée réduit les erreurs en régime permanent entre les tensions de charge de référence et les tensions de charge détectées. La régulation de fréquence et de tension, est réalisée par la technique de contrôle de tension en mode autonome. La réponse dynamique du filtre numérique est adaptable et la distorsion harmonique totale (THD) de la tension de charge est dans les limites prescrites [18]. La nuit ou non accessibilité de l'énergie solaire, la batterie gère la demande de charge. 2 CONFIGURATION DU SYSTÈME La connexion schématique pour un système autonome basé sur une batterie solaire photovoltaïque est représentée à la figure 1. Le système comprend un réseau PV connecté directement à la liaison CC, dans lequel le VSC est également intégré. L'approche P & O est utilisée pour acquérir la puissance maximale du réseau PV, qui utilise des entrées telles que le courant PV (Ipv) et la tension (Vpv). Une batterie est complétée par un convertisseur CC-CC bidirectionnel vers la liaison CC, qui gère le nivellement de la charge. La tension aux bornes de la liaison CC est maintenue à l'aide de ce convertisseur. La charge non linéaire triphasée comprend un redresseur en pont à diodes triphasé, connecté en parallèle avec la charge en série composée de l'inductance (L) et de la résistance (R). Les bornes du VSC sont interconnectées par l'intermédiaire des inducteurs d'interface (Lf) à travers le PCC, dans lequel le filtre d'ondulation (Rf, Cf) et la charge sont connectés. FIGURE 1Ouvrir dans la visionneuse de figureConfiguration du système PowerPoint/connexion schématique 3 APPROCHE DE contrôle L'approche de contrôle du système consiste à contrôler la tension VSC en mode autonome et à contrôler le convertisseur buck- boost. 3.1 Contrôle du système BES intégré PV solaire La technique de contrôle pour le système BES intégré PV solaire pour l'électrification de la zone isolée isolée illustrée à la figure 2(a), est présentée pour la génération d'impulsions de commutation pour VSC, tandis que l'extraction de la partie fondamentale de la phase « a » par filtre numérique adaptatif est présentée à la figure 2(b). Les tensions de charge de phase sont calculées à partir des tensions de charge de ligne détectées de (vLab, vLbc) comme [6], v L a v L b v L c = 1 3 2 1 0 − 1 1 0 − 1 − 2 0 v L a b v L b c 0 . (1)La génération de tensions de charge de référence est décrite comme suit. v L a ∗ = V p m sin ω t , v L b ∗ = V p m sin ω t − 2 π 3 , v L c ∗ = V p m sin ω t + 2 π 3 , (2)où Vpm est l'amplitude de référence de la tension de crête et ω est la fréquence. vLa, vLb, vLc, c'est-à-dire que les tensions de charge détectées sont comparées aux tensions de charge de référence et aux erreurs de résultats. v L a e ( p ) = v L a ∗ − v L a, v L b e ( p ) = v L b ∗ − v L b , v L c e ( p ) = v L c ∗ − v L c . (3)Les contrôleurs de résonance proportionnelle (PR) numériques non idéaux sont alimentés avec ces erreurs et des courants de charge de référence sont produits. Les contrôleurs PR numériques non idéaux minimisent l'erreur en régime permanent dans les tensions de charge de référence et détectées (quantités CA) [15], [16]. FIGURE 2Contrôleur PowerPoint pour convertisseur de source de tension. (a) Algorithme de contrôle pour VSC ; (b) extraction de la partie fondamentale de la phase 'a' par le filtre adaptatif TLa(z), TLb(z) TLc (z), qui sont des fonctions de transfert pour les contrôleurs PR discrets non idéaux des phases 'a', 'b' et 'c', respectivement, sont calculées comme [15], [16], T L a ( z ) = i L a ∗ v L a e = k p L a e + k i L a e ∗ 2 ∗ ω c ∗ T s ∗ k 1 z − 1 1 + T s ∗ k 1 z − 1 2 ∗ ω c + ω 2 ∗ T s ∗ k 1 ∗ z z − 1 , (4) T L b ( z ) = i L b ∗ v L b e = k p L b e + k i L b e ∗ 2 ∗ ω c ∗ T s ∗ k 1 z − 1 1 1 + T s ∗ k 1 z − 1 2 ∗ ω c + ω 2 ∗ T s ∗ k 1 ∗ z z − 1 , (5) T L c ( z ) = i L c ∗ v L c e = k p L c e + k i L c e ∗ 2 ∗ ω c ∗ T s ∗ k 1 z − 1 1 + T s ∗ k 1 z − 1 2 ∗ ω c + ω 2 ∗ T s ∗ k 1 ∗ z z − 1 . (6) Les fonctions de transfert des contrôleurs PR non idéaux sont modifiées comme suit : i L a ∗ = k p L a e + k i L a e ∗ 2 ∗ ω c ∗ T s ∗ k 1 z − 1 1 + T s ∗ k 1 z − 1 2 ∗ ω c + ω 2 ∗ T s ∗ k 1 ∗ z z − 1 ∗ v L a e , (7) i L b ∗ = k p L b e + k i L b e ∗ 2 ∗ ω c ∗ T s ∗ k 1 z − 1 1 + T s ∗ k 1 z − 1 2 ∗ ω c + ω 2 ∗ T s ∗ k 1 ∗ z z − 1 ∗ v L b e , (8) i L c ∗ = k p L c e + k i L c e ∗ 2 ∗ ω c ∗ T s ∗ k 1 z − 1 1 + T s ∗ k 1 z − 1 2 ∗ ω c + ω 2 ∗ T s ∗ k 1 ∗ z z − 1 ∗ v L c e , (9) k p L a e = k p L b e = k p L c e = k p p r , (10) k i L a e = k i L b e = k i L c e = k i p r , (11)où kppr et kipr sont des gains proportionnels et intégraux pour le contrôleur PR, de manière correspondante. ωc est la bande passante autour de ω. Le filtre numérique est utilisé pour calculer le constituant fondamental du courant de charge de la phase 'a' (ifLa), comme représenté à la figure 2(b). Le filtre de fonction de transfert global (T(z)) est décrit comme [24], i f L a ( p ) = η 4 ∗ i L a ( p ) + i L 4 ( p ) , T 1 ( z ) = i L 4 ( p ) i L a ( p ) , (12) i f L a ( p ) = η 4 ∗ i L a ( p ) + T 1 ( z ) ∗ i L a ( p ) , (13) T ( z ) = i f L a ( p ) i L a ( p ) = η 4 ∗ 1 + − η 2 + η 3 z − 1 − z − 2 1 − η 3 z − 1 + η 2 z − 2 − η 1 1 − η 1 − η 2 + η 3 z − 1 − z − 2 1 − η 3 z − 1 + η 2 z − 2 = η 4 1 + ( − η 2 + η 3 z − 1 − z − 2 ) − η 1 ( 1 − η 3 z − 1 + η 2 z − 2 ) ( 1 − η 3 z − 1 + η 2 z − 2 ) − η 1 ( − η 2 + η 3 z − 1 − z − 2 ) , (14) T ( z ) = i f L a ( p ) i L a ( p ) = η 4 ∗ ( 1 + η 1 η 2 − η 1 − η 2 ) ( 1 − z − 2 ) ( 1 + η 1 η 2 ) − ( η 3 + η 1 η 3 ) z − 1 + ( η 2 + η 1 ) z − 2 , (15) i f L a ( p ) = η 4 ∗ ( 1 + η 1 η 2 − η 1 − η 2 ) ( 1 − z − 2 ) ( 1 + η 1 η 2 ) − ( η 3 + η 1 η 3 ) z − 1 + ( η 2 + η 1 ) z − 2 i L a ( p ) . (16) De même, les constituants fondamentaux des courants de charge des phases « b », « c » (ifLb et ifLc) sont calculés. Les constituants de courant fondamentaux de (ifLa, ifLb, ifLc) à partir des courants de charge détectés (iLa, iLb, iLc), sont acquis à l'aide d'une fonction de transfert de filtre numérique adaptative [25], de sorte que le profil de tension de charge est amélioré. Les courants de référence (i*La, i*Lb, i*Lc) en comparaison de ifLa, ifLb, ifLc entraînent des erreurs de courant, i e r L a = i L a ∗ − i f L a , i e r L b = i L b ∗ − i f L b , i e r L c = i L c ∗ − i f L c . (17)Ces erreurs sont données au contrôleur d'hystérésis pour commuter les impulsions de VSC dans le contrôle de tension. 3.2 Commande de convertisseur bidirectionnel CC-CC La tension de liaison CC et la commande de courant du BES sont régulées par le convertisseur bidirectionnel comme représenté sur la figure 3. Le convertisseur a deux commutateurs S7 et S8, où S7 fonctionne en mode buck pendant le processus de charge de la batterie, tandis que le mode boost est mis en œuvre avec S8 en mode de décharge. Le courant pour le BES est positif pendant la décharge et négatif pendant la charge. V*dc est obtenu en utilisant la méthode P & O pour le suivi MPP du réseau PV est comparé à la tension CC détectée (Vdc) et cette comparaison donne un signal d'erreur, qui est défini comme entrée pour le régulateur proportionnel et intégral (PIa). V d c e ( p ) = V d c ∗ ( p ) − V d c ( p ) . (18)La sortie du régulateur PIA agit comme courant de référence de la batterie. I b a t ∗ ( p + 1 ) = I b a t ∗ ( p ) + k p d c V d c e ( p + 1 ) + k i d c { V d c e ( p + 1 ) − V d c e ( p ) } , (19)où, kpdc et kidc sont des gains pour PIa, de manière correspondante. FIGURE 3Ouvrir dans la visionneuse de figuresContrôleur de convertisseur CC-CC bidirectionnel PowerPoint La soustraction du courant BES détecté (Ibat) avec I*bat, entraîne une erreur, qui est fournie à PIb et est calculée comme suit : I b a t e ( p ) = I b a t ∗ ( p ) − I b a t ( p ) . (20) L'Ibate est défini comme l'entrée du régulateur PIb, tandis que sa sortie est calculée comme suit : I e r ∗ ( p + 1 ) = I e r ∗ ( p ) + k p b a t I b a t e ( p + 1 ) + k i b a t { I b a t e ( p + 1 ) − I b a t e ( p ) } , (21)où kpbat et kibat sont des gains pour les parties proportionnelle et intégrale de PIb, de manière correspondante. Le cycle de service, c'est-à-dire I*er, est fourni au modulateur de largeur d'impulsion pour la formation de logiques de commutation pour le convertisseur bidirectionnel. 4 RÉSULTATS DES SIMULATIONS La configuration de simulation du système est illustrée à la figure 4. La bibliothèque Matlab / Simulink est utilisée pour la modélisation du système de stockage d'énergie par batterie solaire photovoltaïque intégré. Un filtre d'ondulation est réalisé par branche de la série R-C. La charge non linéaire est réalisée via un redresseur à pont de diodes triphasé en combinaison parallèle avec une branche série R L. La batterie est disponible dans la bibliothèque MATLAB/Simulink, qui est utilisée pour la gestion de la charge. Les paramètres du système pour le prototype sont spécifiés dans le tableau A.1 donné en annexe. FIGURE 4Ouvrir dans le visualiseur de figurePowerPoint Configuration de la simulation du système 4.1 Signaux internes du filtre numérique adaptatif pour l'extraction des composants fondamentaux à partir du courant de charge et sa comparaison avec la commande SOGI conventionnelle Les signaux internes du filtre numérique pour obtenir la composante de courant fondamental sont représentés à la figure 5(a), ce qui améliore le profil de tension du côté de la charge et les performances du système. Il n'y a pas de déphasage observé entre iLa et ifLa. La figure 5(b) présente le diagramme de Bode du filtre numérique et il est observé à partir du diagramme de magnitude que cette technique de contrôle fournit à des axes de db nuls et un déphasage nul à la fréquence fondamentale. Par conséquent, ifLa est en phase avec iLa. Par rapport au contrôle conventionnel, comme le contrôle par intégrateur généralisé de deuxième ordre (SOGI), cette technique de contrôle est meilleure en termes de capacité de rejet d'harmoniques. Ainsi, le profil de tension PCC se trouve mieux avec le contrôleur numérique adaptatif par rapport au contrôle SOGI. La comparaison du filtre numérique avec un contrôleur conventionnel, c'est-à-dire un algorithme d'intégrateur généralisé de deuxième ordre (SOGI) sous déconnexion et connexion de la charge de phase « a » est illustrée à la figure 5(c), qui montre que la commande du filtre numérique a une réponse dynamique plus rapide par rapport à la commande SOGI conventionnelle. Les effets de suppression de charge sur ifLa montrent que l'approche de contrôle du filtre numérique converge rapidement, c'est-à-dire qu'elle atteint zéro dans un cycle par rapport au contrôle SOGI. Ainsi, le contrôle basé sur un filtre numérique a de meilleures performances par rapport au contrôleur conventionnel existant, c'est-à-dire SOGI. FIGURE 5Signaux internes du filtre numérique adaptatif et du diagramme de Bode ouverts dans la visionneuse de figure PowerPoint. (a) Signaux internes du filtre pour l'extraction de ifLa de iLa ; (b) Comparaison du diagramme de Bode du filtre numérique avec la commande SOGI ; (c) comparaison de l'extraction pour le constituant fondamental de la commande numérique adaptative avec la commande SOGI 4.2 Réponse du système à la variation de charge La figure 6 présente la réponse du système à la perturbation de charge. À t = 2,1 s, lorsque la charge augmente, l'amplitude du courant de charge BES est réduite, ainsi la demande de charge est satisfaite par BES. Le courant de charge BES augmente à nouveau, lorsque la demande de charge est diminuée à t = 2,2 s. Les tensions de phase de charge sinusoïdales (vLabc) sont bien maintenues à la variation de charge. Il n'y a pas de changement dans l'énergie solaire photovoltaïque à la variation de charge, par conséquent, le courant photovoltaïque reste constant. Cependant, à charge variable, la tension de liaison CC est maintenue à la valeur MPPT. FIGURE 6Open in figure viewerPowerPoint Performance of system for alteration on load 4.3 Response for standalone system at solar irradiance change La figure 7 représente la réponse du système au changement d'insolation solaire. L'insolation solaire est diminuée à t = 1,3 s, donc en raison d'une diminution de l'énergie solaire, le courant photovoltaïque est également diminué. Ainsi, le courant de charge BES est réduit et la demande de charge reste constante et est accomplie par le BES. Cependant, lors de la modification de l'irradiance solaire, aucune variation n'est observée dans la tension de liaison CC et les tensions de charge vLabc, ce qui montre que le profil de tension PCC est bien maintenu. FIGURE 7Réponse PowerPoint du contrôleur autonome sur la modification de l'insolation solaire 4.4 Fonctionnement VSC pour le système solaire PV-BES sur la non-accessibilité de l'énergie solaire Le comportement du système solaire PV-BES, lorsque l'insolation solaire est réduite à zéro à t = 1,5 s, est présenté à la figure 8. Le courant BES est positif, ce qui montre que BES passe en mode de décharge, fournissant ainsi de l'énergie à la charge. En l'absence de disponibilité de l'énergie solaire, c'est-à-dire pendant la nuit, l'IPV correspondante est réduite à zéro. Cependant, au cours de cette variation, aucun changement n'est observé dans les tensions de charge et la tension de liaison CC. Ainsi, la demande de charge est maintenue pendant la nuit. FIGURE 8Réponse de PowerPoint du contrôleur autonome sur la non-accessibilité de l'insolation solaire 4.5 Réponse du contrôleur sur la déconnexion de la charge Le comportement du système PV-BES solaire lors de la déconnexion de la charge est illustré à la Figure 9. Le courant de charge BES est augmenté lors de la déconnexion de la charge à t = 1,8 s. Comme il n'y a pas de variation de la puissance sola r, par conséquent, la puissance PV et le courant PV sont constants. La tension de liaison CC est régulée à la valeur MPPT. Les tensions de charge sont sinusoïdales et équilibrées au moment du retrait de la charge. Par conséquent, le système a des performances satisfaisantes lors de la déconnexion de la charge. FIGURE 9Réponse PowerPoint du système PV-BES autonome sur la déconnexion de la charge 4.6 Comparaison de la technique de contrôle basée sur le filtre numérique adaptatif et le contrôleur PR avec le contrôle conventionnel basé sur le contrôleur PI et sans filtre numérique Les spectres harmoniques de la tension de charge sans filtre numérique adaptatif et avec le contrôleur PI conventionnel sont illustrés à la Figure 10(a), tandis que vLab avec le filtre numérique adaptatif et le contrôleur PR non idéal est démontré à la Figure 10(b) pour le courant de charge non linéaire comme représenté à la Figure 10(c). La figure 10(a) démontre que dans l'approche de contrôle de la tension, lorsque le courant de charge détecté est soustrait du courant de charge de référence, le THD de la tension PCC est de 3,94 %. Cependant, la tension PCC THD est réduite à 1,87 % comme le montre la figure 10(b), lorsqu'une partie fondamentale du courant de charge non linéaire obtenu à travers un filtre numérique adaptatif est comparée au courant de charge de référence. Ainsi, les harmoniques dans les tensions PCC sont dans les limites prescrites et selon la norme IEEE-519. Le courant de charge non linéaire a un THD de 27,54 % comme le montre la figure 10(c). La figure 11(a) montre l'erreur en régime permanent entre vLa, v*La n'est pas nulle avec un contrôleur PI classique, tandis que la figure 11(b) montre que l'erreur en régime permanent est nulle en utilisant le contrôleur PR non idéal. La figure 11(c) montre le diagramme de Bode du contrôleur conventionnel et du contrôleur PR numérique non idéal. Les performances du contrôleur PI conventionnel sont bonnes pour les quantités de courant continu par rapport aux quantités de courant alternatif. Ce contrôleur PR non idéal a un gain fini à la fréquence fondamentale, éliminant ainsi l'erreur en régime permanent entre deux quantités de courant alternatif. Un filtre numérique adaptatif avec la comparaison du contrôleur PR numérique non idéal avec d'autres techniques de contrôle conventionnelles est représenté dans le tableau 1. FIGURE 10Open in figure viewerPowerPoint Harmonic analysis. (a) vLab without digital filter technique and with conventional PI controller ; (b) vLab with digital filter technique and non-ideal PR controller ; (c) iLa, non-linear load current FIGURE 11Open in figure viewerPowerPoint Comparison of conventional PI controller with non-ideal PR controller ; (a) vLa, v*La without digital filter technique and with conventional PI controller ; (b) vLa, v*La with digital filter technique and non-ideal PR controller ; (c) Bode plot of conventional PI controller with digital non-ideal PR controller TABLE 1. Filtre numérique adaptatif avec contrôleur PR non idéal Comparaison avec d'autres techniques de contrôle conventionnelles Paramètre Contrôle numérique adaptatif avec contrôleur PR non idéal Contrôle SOGI conventionnel avec contrôleur PR non idéal Sans contrôle numérique adaptatif avec contrôleur PI conventionnel Performance sous élimination de charge La composante de courant de charge fondamentale atteint zéro en un cycle La composante de courant de charge fondamentale atteint zéro en 5 cycles Aucune extraction de composante fondamentale Tension PCC THD Faible Moyenne Moyenne Moyenne Charge de calcul Moins élevée Moins de réponse dynamique Rapide Lente Lente Erreur à l'état stable Zéro Zéro N'est pas zéro 5 RÉSULTATS EXPÉRIMENTAUX Pour valider la faisabilité du système, un prototype développé comme le montre la figure 12(a) est utilisé, pour effectuer les tests. FIGURE 12Ouvrir dans la visionneuse de figuresPowerPoint Schéma synoptique de la connexion matérielle et de la configuration expérimentale. (a) Schéma synoptique de la connexion matérielle ; (b) configuration expérimentale Le simulateur solaire est utilisé pour obtenir l'alimentation photovoltaïque. Le contrôle du système est mis en œuvre par un OPAL-RT (OP4510). Les optocoupleurs donnent l'isolation optique entre le circuit de puissance et les impulsions obtenues à partir de la sortie du circuit de puissance et les impulsions obtenues à partir de la sortie de l'OPAL-RT. Les capteurs de courant et de tension basés sur l'effet Hall, c'est-à-dire LA-55P et LV-25 sont utilisés pour percevoir les signaux vLab, vLbc, iLa, iLb, Vdc, Ibat et Ipv. L'oscilloscope de stockage numérique et l'analyseur de puissance sont utilisés pour obtenir les résultats expérimentaux pour le système d'exploitation en régime permanent ainsi que divers scénarios dynamiques. La figure 12(b) illustre le schéma fonctionnel de la connexion matérielle du prototype développé. Les composants de la connexion matérielle comprennent un simulateur de réseau photovoltaïque solaire, un convertisseur bidirectionnel, un VSC à trois branches, des inducteurs d'interface, un filtre d'ondulation et une charge non linéaire. Les signaux détectés par les capteurs à effet Hall sont envoyés à OP4510 via des convertisseurs analogique-numérique (CAN). La sortie du CAN sont les signaux donnés à l'algorithme de commande, qui est chargé dans le réseau de portes programmables sur site (FPGA). Par conséquent, les impulsions de commutation générées pour le convertisseur bidirectionnel et le VSC sont fournies aux optocoupleurs via des entrées et des sorties numériques DIO. Les paramètres du système pour le prototype sont spécifiés dans le tableau A.1 de l'annexe. 5.1 Réponse en régime permanent pour le contrôle basé sur un filtre numérique adaptatif et un contrôleur PR non idéal et sa comparaison avec le contrôle PI conventionnel Les formes d'onde de vLab, vLbc vLa, v* La, vLb, v*Lb, vLc, v*Lc iLa, iLb, iLc et Vdc sont représentées dans les figures 13(a) à (c). Vdc est maintenu à la valeur de suivi MPP. Les figures 14(a) à (d) démontrent la réponse du système dans un scénario en régime permanent avec le contrôleur PR numérique non idéal. Les figures 14(a) et (b) présentent la puissance de charge de VSC et iLc. Les figures 14(c) et (d) présentent le courant VSC de la phase 'c', c'est-à-dire ivscc. Les figures 15(a) à (c) montrent la réponse du système avec un contrôleur PR numérique non idéal. IET Renewable Power Generation Volumen 15, Número 5 pág. 1030-1045 INVESTIGACIÓN ORIGINAL PAPEROpen Access Control of solar PV-integrated battery energy storage system for rural area application Shubhra Chauhan, autor correspondiente Shubhra Chauhan shubhra72@gmail.com Departamento de Ingeniería Eléctrica, IIT Delhi, Nueva Delhi, India Correspondencia Shubhra Chauhan, Departamento de Ingeniería Eléctrica, IIT Delhi, Nueva Delhi 110016, India. Correo electrónico: shubhra72@gmail.comBusque más artículos de este autorBhim Singh, Departamento de Ingeniería Eléctrica de Bhim Singh, IIT Delhi, Nueva Delhi, IndiaBusque más artículos de este autor Shubhra Chauhan, Autor Correspondiente Shubhra Chauhan shubhra72@gmail.com Departamento de Ingeniería Eléctrica, IIT Delhi, Nueva Delhi, India Correspondencia Shubhra Chauhan, Departamento de Ingeniería Eléctrica, IIT Delhi, Nueva Delhi 110016, India. Correo electrónico: shubhra72@gmail.comBusque más artículos de este autorBhim Singh, Bhim Singh Department of Electrical Engineering, IIT Delhi, New Delhi, IndiaBusque más artículos de este autorPrimera publicación: 20 de enero de 2021 https://doi.org/10.1049/rpg2.12086Citations: 1AboutSectionsPDF ToolsRequest permissionExport citationAdd to favoritesTrack citation ShareShare Give accessShare full text accessShare full-text accessPlease review our Terms and Conditions of Use and check box below to share full-text version of article.I have read and accept the Wiley Online Library Terms and Conditions of UseShareable LinkUse the link below to share a full-text version of this article with your friends and colleagues. Más información.Copiar URL Compartir un enlaceCompartir enFacebookTwitterLinked InRedditWechat Resumen La inaccesibilidad de una red de servicios públicos es el desafío para las zonas rurales y remotas. Este trabajo presenta la aplicación del almacenamiento integrado de energía de batería (BES) solar fotovoltaica (PV) para la electrificación de áreas rurales. La adición de un BES en el enlace DC, se realiza por medio de un convertidor bidireccional DC–DC. El BES se descarga/carga de acuerdo con la generación de energía solar fotovoltaica y las variaciones de carga. Este control del convertidor también mantiene el voltaje para el seguimiento del punto de máxima potencia (MPPT) con el control de perturbación y observación (P & O) en el enlace de CC. El convertidor de fuente de tensión (VSC) funciona mediante un algoritmo de control de tensión en un sistema solar PV-BES. El sistema gestiona la potencia para la red de carga con regulación de frecuencia y tensión por el controlador discreto proporcional y resonante (PR) no ideal. El componente fundamental de la corriente de carga, se adquiere mediante un filtro digital adaptativo, que mejora la calidad de la energía. La utilización de un convertidor buck-boost con una clasificación BES óptima en relación con el sistema, cuando está conectado directamente al enlace VSC DC. Las operaciones del sistema en estado estacionario y en circunstancias dinámicas, es decir, el cambio de insolación solar y la variación de carga, la desconexión de carga, se autentican con los resultados de las pruebas en un prototipo desarrollado. 1 INTRODUCCIÓN El problema de las crisis energéticas mundiales ha llevado al increíble desarrollo técnico en el campo de los recursos energéticos renovables (FER) y ha revolucionado el campo de la energía para aplicaciones industriales. Debido al uso mejorado de esta energía, el ahorro anual para los usuarios aumenta constantemente, lo que ahorra valiosas divisas para la nación. Debido a la reducción de las emisiones de CO2, se proporciona un importante apoyo al deterioro de las condiciones ambientales. Estas fuentes proporcionan energía limpia y reducen drásticamente las emisiones de gases de efecto invernadero. La energía solar es una de las fuentes más efectivas entre otras FER debido a diversas razones como la sostenibilidad, económica, libre de contaminación y fácil de instalar. La microrred está integrada por medio de un almacenamiento de energía de batería (BES) y ha ganado popularidad porque almacena la energía en períodos de baja demanda y proporciona la energía durante la demanda de carga máxima [1]. La principal causa de la inaccesibilidad del sistema de suministro de energía eléctrica en aldeas remotas es el bajo voltaje y la naturaleza intermitente del suministro de energía eléctrica proveniente de la red eléctrica disponible. La razón principal de estas circunstancias es la desalineación de la demanda y la oferta en la red de distribución. El sistema de batería solar fotovoltaica fuera de la red es una mejor solución para la fuente confiable y asequible de energía eléctrica que las fuentes convencionales [2]. La microrred funciona en modo integrado en red o en modo autónomo. Se separa de la red eléctrica en condiciones anormales como la interrupción de la red y funciona en modo autónomo. El almacenamiento de energía es deseable para la compensación del problema de intermitencia de las FER y hace que el funcionamiento del sistema sea fiable. La incorporación de la microrred solar fotovoltaica (PV) a la red eléctrica y la gestión de la energía se dan en [3]. Los esquemas de seguimiento del punto de máxima potencia (MPPT) se desarrollan e implementan debido al problema esporádico de la matriz fotovoltaica. La parte esencial del sistema fotovoltaico es el seguimiento del punto de máxima potencia de una matriz fotovoltaica, y varias técnicas de seguimiento de MPP para la generación de energía solar, se elaboran en [4], [5]. Mantener el nivel de calidad de energía (PQ) en la red de distribución, es una tarea difícil debido a un aumento en los convertidores de energía en locales residenciales, industriales y comerciales. Las preocupaciones de PQ y sus enfoques de mitigación con numerosos algoritmos de control actuales se informan en [6]. Los problemas de PQ en la realización de la red de distribución inteligente y la descripción de tecnologías como la gestión del lado de la demanda, la microrred, la reconfiguración del alimentador, los métodos avanzados de control de voltaje, se describen en [7]. La selección de la batería es de clasificación más alta, cuando su conexión en el enlace de CC es directa; sin embargo, en este sistema, la batería de clasificación baja está incorporada por el convertidor bidireccional de CC-CC, lo que aumenta la vida útil de la batería al eliminar la corriente del segundo armónico de la batería. La descarga y carga de la batería están influenciadas por la demanda de carga del sistema. La microrred con FER y almacenamiento de energía, se desarrolla y elabora en [8], [9]. Las RES, BES y cargas son necesarias para el rendimiento fiable del sistema autónomo. El BES suaviza la naturaleza variable de las FER [10]. El aumento de voltaje y la conversión CC-CA se implementan con un novedoso inversor elevador realizado utilizando el convertidor reductor elevador CC-CC y el inversor CC-CA [11]. Debido a la naturaleza variable de las FER, el BES actúa como un elemento crítico en una microrred aislada y regula la tensión y la frecuencia. También mantiene la generación y los equilibrios en las cargas, mejorando así la fiabilidad del sistema. En [12-14] se informan varios métodos de control para la gestión de energía de la microrred aislada PV-BES. El regulador proporcional y resonante (PR) elimina las deficiencias del controlador proporcional e integrador (PI), es decir, el error de estado estable entre las cantidades de CA, lo que mejora el rendimiento de seguimiento del convertidor. El rendimiento del control PR depende de la precisión de la frecuencia de resonancia. El controlador PR con método de discretización se informa en [15], [16]. La aplicación de controladores PI lineales de marco estacionario tiene el principal inconveniente del error de estado estacionario para la regulación de las cantidades de CA, mientras que el controlador PR es la solución atractiva para eliminar el error [17]. La proliferación de cargas no lineales conectadas en el extremo del consumidor, ha introducido problemas de PQ y ha obstaculizado el rendimiento de la red de distribución existente en términos de factor de potencia deficiente y generación de armónicos en la tensión y corriente de la red eléctrica, que no siguen la norma IEEE-519 [18]. El cálculo preciso de armónicos y componentes de secuencia es necesario para observar el rendimiento del sistema trifásico. El principal inconveniente de la técnica LMS es que la tasa de convergencia depende del tamaño de paso constante y está asociada con el valor de peso actual. El algoritmo de mínimos cuadrados medios (LMS) es una técnica simple para encontrar parámetros para el evento PQ y no es muy efectivo para perturbaciones cortas y variables en el tiempo, ya que tiene una baja relación señal-ruido, mientras que el método de mínimos cuadrados medios es mejor que el LMS para problemas de PQ, pero su complejidad computacional es mayor, lo que resulta en una respuesta deficiente en estado estacionario. El filtro volterra LMS/Fourth se utiliza para encontrar componentes de secuencia, DC en descomposición y armónicos [19]. El control coordinado para las FER con BES en una microrred aislada, se demuestra en [20]. El activo en el control de potencia de microrred híbrida en islas remotas y el análisis e implementación de métodos de control de voltaje y frecuencia en modo autónomo para microrred híbrida con variabilidad impuesta por las FER, se dan en [21], [22]. Para la mejora en PQ y la confiabilidad de la red de distribución, la microrred debe realizarse en la red integrada, así como en modo fuera de la red. La técnica de control para un generador de distribución con interfaz de inversor para variaciones de voltaje y frecuencia se muestra en [23]. En este trabajo, se utiliza un filtro digital adaptativo para obtener el componente fundamental de la corriente de carga, que es fácil de implementar en comparación con los filtros analógicos y da como resultado un punto sinusoidal de tensión de acoplamiento común (PCC) a cargas no lineales. Los coeficientes ajustables contribuyen a un mejor rendimiento en estado estacionario y dinámico y se detallan en [24]. La aplicación del método de extracción automática de parámetros para el modelo de batería dinámica en un sistema solar fotovoltaico fuera de la red se detalla en [25]. Debido a la demanda continua en el lado de la carga, la batería se utiliza en el sistema. Los enfoques de gestión de energía para las RES con el BES, para la operación del sistema en el modo integrado a la red, así como para un modo autónomo, se detallan en [26], [27]. Las características básicas del sistema BES integrado de energía solar fotovoltaica se detallan a continuación. Se realiza una estructura de sistema de una sola etapa para el área rural para la utilización de la energía solar pico a través de una matriz fotovoltaica mediante un enfoque simplificado de seguimiento de perturbación y observación (P & O) MPP, que es simple y fácil de implementar [4], mientras que en una estructura de doble etapa se integra un convertidor de refuerzo suplementario en el sistema, lo que aumenta las pérdidas y el costo del sistema en general. Por lo tanto, esta topología es económica y eficiente. La batería junto con un convertidor bidireccional realiza el proceso de carga y descarga de BES bajo la demanda de carga fuera de pico y pico, respectivamente. El controlador PR no ideal con alta competencia de seguimiento reduce los errores de estado estable entre los voltajes de carga de referencia y los voltajes de carga detectados. La regulación de frecuencia y tensión, se logra mediante la técnica de control de tensión en modo autónomo. La respuesta dinámica del filtro digital es adaptable y la distorsión armónica total (ThD) del voltaje de carga está dentro de los límites prescritos [18]. Por la noche o sin acceso a la energía solar, la batería gestiona la demanda de carga. 2 CONFIGURACIÓN DEL SISTEMA La conexión esquemática para un sistema autónomo basado en batería solar fotovoltaica se representa en la Figura 1. El sistema comprende una matriz fotovoltaica conectada directamente en el enlace de CC, donde el VSC también está integrado. El enfoque P & O se utiliza para adquirir la potencia máxima de la matriz fotovoltaica, que utiliza entradas como la corriente fotovoltaica (Ipv) y el voltaje (Vpv). Una batería se complementa a través de un convertidor DC–DC bidireccional al enlace DC, que gestiona la nivelación de carga. El voltaje a través del enlace de CC se mantiene utilizando este convertidor. La carga no lineal trifásica abarca un rectificador de puente de diodos trifásico, conectado en disposición paralela con la carga en serie que consiste en inductancia (L) y resistencia (R). Los terminales del VSC están interconectados a través de los inductores de interfaz (Lf) a través del PCC, en donde el filtro rizado (Rf, Cf) y la carga están conectados. FIGURA 1Abrir en el visor de figurasConfiguración del sistema PowerPoint/conexión esquemática 3 ENFOQUE de control El enfoque de control del sistema consiste en el control de la tensión VSC en modo autónomo y el control del convertidor reductor-amplificador. 3.1 Control del sistema BES integrado de energía solar fotovoltaica La técnica de control para el sistema BES integrado de energía solar fotovoltaica para la electrificación de áreas remotas insulares que se muestra en la Figura 2(a), se presenta para la generación de pulsos de conmutación para VSC, mientras que la extracción de la parte fundamental de la fase 'a' por filtro digital adaptativo se presenta en la Figura 2(b). Los voltajes de carga de fase se calculan a partir de los voltajes de carga de línea detectados de (vLab, vLbc) como [6], v L a v L b v L c = 1 3 2 1 0 − 1 1 0 − 1 − 2 0 v L a b v L b c 0 . (1)La generación de voltajes de carga de referencia se describe a continuación: v L a ∗ = V p m sin ω t , v L b ∗ = V p m sin ω t − 2 π 3 , v L c ∗ = V p m sin ω t + 2 π 3 , (2)donde Vpm es la amplitud de referencia del voltaje máximo y ω es la frecuencia. vLa, vLb, vLc, es decir, los voltajes de carga detectados se comparan con los voltajes de carga de referencia y los errores de resultados. v L a e ( p ) = v L a ∗ -v L a, v L b e ( p ) = v L b ∗ -v L b , v L c e ( p ) = v L c ∗ -v L c. (3)Los controladores resonantes proporcionales (PR) digitales no ideales se alimentan con estos errores y se producen corrientes de carga de referencia. Los controladores PR digitales no ideales minimizan el error de estado estacionario en las tensiones de carga de referencia y detectadas (cantidades de CA) [15], [16]. FIGURA 2Abrir en el visor de la figuraControlador PowerPoint para convertidor de fuente de voltaje. (a) Algoritmo de control para VSC; (b) extracción de la parte fundamental de la fase 'a' por el filtro adaptativo TLa(z), TLb (z) TLc (z), que son funciones de transferencia para controladores PR discretos no ideales de las fases 'a', 'b' y 'c', respectivamente, se calculan como [15], [16], T L a ( z ) = i L a ∗ v L a e = k p L a e + k i L a e ∗ 2 ∗ ω c ∗ T s ∗ k 1 z − 1 1 + T s ∗ k 1 z − 1 2 ∗ ω c + ω 2 ∗ T s ∗ k 1 ∗ z z − 1 , (4) T L b ( z ) = i L b ∗ v L b e = k p L b e + k i L b e ∗ 2 ∗ ω c ∗ T s ∗ k 1 z − 1 1 + T s ∗ k 1 z − 1 2 ∗ ω c + ω 2 ∗ T s ∗ k 1 ∗ z z − 1 , (5) T L c ( z ) = i L c ∗ v L c e = k p L c e + k i L c e ∗ 2 ∗ ω c ∗ T s ∗ k 1 z − 1 1 + T s ∗ k 1 z − 1 2 ∗ ω c + ω 2 ∗ T s ∗ k 1 ∗ z z − 1 . (6) Las funciones de transferencia de los controladores PR no ideales se modifican como, i L a ∗ = k p L a e + k i L a e ∗ 2 ∗ ω c ∗ T s ∗ k 1 z − 1 1 + T s ∗ k 1 z − 1 2 ∗ ω c + ω 2 ∗ T s ∗ k 1 ∗ z z − 1 ∗ v L a e , (7) i L b ∗ = k p L b e + k i L b e ∗ 2 ∗ ω c ∗ T s ∗ k 1 z − 1 1 + T s ∗ k 1 z − 1 2 ∗ ω c + ω 2 ∗ T s ∗ k 1 ∗ z z − 1 ∗ v L b e , (8) i L c ∗ = k p L c e + k i L c e ∗ 2 ∗ ω c ∗ T s ∗ k 1 z − 1 1 + T s ∗ k 1 z − 1 2 ∗ ω c + ω 2 ∗ T s ∗ k 1 ∗ z z − 1 ∗ v L c e , (9) k p L a e = k p L b e = k p L c e = k p p r , (10) k i L a e = k i L b e = k i L c e = k i p r , (11)donde kppr y kipr son ganancias proporcionales e integrales para el controlador PR, en consecuencia. ωc es el ancho de banda alrededor de ω. El filtro digital se utiliza para calcular el constituyente fundamental de la corriente de carga de la fase 'a' (ifLa), como se muestra en la Figura 2(b). El filtro de función de transferencia general (T(z)) se describe como [24], i f L a ( p ) = η 4 ∗ i L a ( p ) + i L 4 ( p ) , T 1 ( z ) = i L 4 ( p ) i L a ( p ) , (12) i f L a ( p ) = η 4 ∗ i L a ( p ) + T 1 ( z ) ∗ i L a ( p ) , (13) T ( z ) = i f L a ( p ) i L a ( p ) = η 4 ∗ 1 + − η 2 + η 3 z − 1 − z − 2 1 − η 3 z − 1 + η 2 z − 2 − η 1 1 − η 1 − η 2 + η 3 z − 1 − z − 2 1 − η 3 z − 1 + η 2 z − 2 = η 4 1 + ( − η 2 + η 3 z − 1 − z − 2 ) − η 1 ( 1 − η 3 z − 1 + η 2 z − 2 ) ( 1 − η 3 z − 1 + η 2 z − 2 ) − η 1 ( − η 2 + η 3 z − 1 − z − 2 ) , (14) T ( z ) = i f L a ( p ) i L a ( p ) = η 4 ∗ ( 1 + η 1 η 2 − η 1 − η 2 ) ( 1 − z − 2 ) ( 1 + η 1 η 2 ) − ( η 3 + η 1 η 3 ) z − 1 + ( η 2 + η 1 ) z − 2 , (15) i f L a ( p ) = η 4 ∗ ( 1 + η 1 η 2 − η 1 − η 2 ) ( 1 − z − 2 ) ( 1 + η 1 η 2 ) − ( η 3 + η 1 η 3 ) z − 1 + ( η 2 + η 1 ) z − 2 i L a ( p ) . (16) De manera similar, se calculan los constituyentes fundamentales de las corrientes de carga de las fases 'b', 'c' (ifLb e ifLc). Los constituyentes de corriente fundamentales de (ifLa, ifLb, ifLc) de las corrientes de carga detectadas (iLa, iLb, iLc), se adquieren utilizando una función de transferencia de filtro digital adaptativo [25], de modo que se mejora el perfil de tensión de carga. Las corrientes de referencia (i*La, i*Lb, i*Lc) en comparación con ifLa, ifLb, ifLc resultan en errores de corriente, i e r L a = i L a ∗ − i f L a, i e r L b = i L b ∗ − i f L b , i e r L c = i L c ∗ − i f L c. (17)Estos errores se dan al controlador de histéresis para cambiar los pulsos de VSC en el control de voltaje. 3.2 Control del convertidor bidireccional CC-CC El voltaje de enlace de CC y el control de corriente de BES están regulados por el convertidor bidireccional como se muestra en la Figura 3. El convertidor tiene dos interruptores S7 y S8, donde S7 opera en modo Buck durante el proceso de carga de la batería, mientras que el modo Boost se implementa con S8 en modo de descarga. La corriente para el BES es positiva durante la descarga y negativa durante la carga. V*dc se obtiene utilizando el método P & O para el seguimiento MPP de la matriz PV se compara con el voltaje DC detectado (Vdc) y esta comparación da como resultado una señal de error, que se establece como entrada para el regulador proporcional e integral (PIa). V d c e ( p ) = V d c ∗ ( p ) − V d c ( p ) . (18)La salida del regulador PIa actúa como corriente de referencia de la batería. I b a t ∗ ( p + 1 ) = I b a t ∗ ( p ) + k p d c V d c e ( p + 1 ) + k i d c { V d c e ( p + 1 ) − V d c e ( p ) } , (19)donde, kpdc y kidc son ganancias para PIa, correspondientemente. FIGURA 3Abrir en el visor de figurasControlador del convertidor CC-CC bidireccional de PowerPoint La resta de la corriente BES detectada (Ibat) con I*Bat, da como resultado un error, que se suministra a PIb y se calcula como, I b a t e ( p ) = I b a t ∗ ( p ) − I b a t ( p ) . (20)El Ibate se establece como entrada del regulador PIb, mientras que su salida se calcula como, I e r ∗ ( p + 1 ) = I e r ∗ ( p ) + k p b a t I b a t e ( p + 1 ) + k i b a t { I b a t e ( p + 1 ) − I b a t e ( p ) } , (21)donde kpbat y kibat son ganancias para las partes proporcionales e integrales de PIb, correspondientemente. El ciclo de trabajo, es decir, I*er, se suministra al modulador de ancho de pulso para la formación de lógicas de conmutación para el convertidor bidireccional. 4 RESULTADOS DE LAS SIMULACIONES La configuración de la simulación del sistema se muestra en la Figura 4. La biblioteca MATLAB / Simulink se utiliza para el modelado del sistema de almacenamiento de energía de la batería solar fotovoltaica integrada. Un filtro de ondulación es realizado por la rama de la serie R-C. La carga no lineal se realiza a través de un rectificador de puente de diodos trifásico en la combinación paralela con una rama de la serie R L. La batería está disponible en la biblioteca MATLAB/Simulink, que se utiliza para la gestión de la carga. Los parámetros del sistema para el prototipo se especifican en la Tabla A.1 que figura en el Apéndice. FIGURA 4Abrir en el visor de figurasPowerPoint Configuración de simulación del sistema 4.1 Señales internas del filtro digital adaptativo para la extracción de componentes fundamentales a partir de la corriente de carga y su comparación con el control SOGI convencional Las señales internas del filtro digital para obtener el componente de corriente fundamental se representan en la Figura 5(a), lo que mejora el perfil de tensión en el lado de la carga y el rendimiento del sistema. No se observa ningún cambio de fase entre iLa e ifLa. La Figura 5(b) presenta el gráfico de Bode del filtro digital y se observa a partir del gráfico de magnitud que esta técnica de control proporciona en ejes de dB cero y desplazamiento de fase cero a frecuencia fundamental. Por lo tanto, ifLa está en fase con iLa. En comparación con el control convencional, como el control de integrador generalizado de segundo orden (SOGI), esta técnica de control es mejor en la capacidad de rechazo de armónicos. Por lo tanto, el perfil de voltaje PCC se encuentra mejor con el controlador digital adaptativo en comparación con el control SOGI. La comparación del filtro digital con un controlador convencional, es decir, el algoritmo de integrador generalizado de segundo orden (SOGI) bajo desconexión y conexión de carga de fase 'a' se muestra en la Figura 5(c), que muestra que el control de filtro digital tiene una respuesta dinámica más rápida en comparación con el control SOGI convencional. Los efectos de eliminación de carga en ifLa muestran que el enfoque de control del filtro digital converge rápidamente, es decir, llega a cero en un ciclo en comparación con el control SOGI. Por lo tanto, el control basado en filtro digital tiene un mejor rendimiento en comparación con el controlador convencional existente, es decir, SOGI. FIGURA 5Abrir en el visor de la figuraPowerPoint Señales internas del filtro digital adaptativo y la gráfica de Bode. (a) Señales internas del filtro para la extracción de ifLa de iLa; (b) Comparación de la gráfica de Bode del filtro digital con el control SOGI; (c) comparación de la extracción para el constituyente fundamental del control digital adaptativo con el control SOGI 4.2 Respuesta para el sistema en la variación de carga La Figura 6 presenta la respuesta del sistema en la perturbación de carga. A t = 2,1 s, a medida que aumenta la carga, se reduce la magnitud de la corriente de carga BES, por lo que BES satisface la demanda de carga. La corriente de carga BES aumenta de nuevo, cuando la demanda de carga disminuye en t = 2,2 s. Los voltajes de fase de carga sinusoidal (vLabc) se mantienen bien en la variación de carga. No hay cambios en la energía solar fotovoltaica en la variación de carga, por lo tanto, la corriente fotovoltaica permanece constante. Sin embargo, a una carga variable, la tensión de enlace de CC se mantiene en el valor MPPT. FIGURA 6ABRIR en el visor de la figuraPowerPoint Rendimiento del sistema para la alteración de la carga 4.3 Respuesta para el sistema independiente en el cambio de irradiancia solar La Figura 7 representa la respuesta del sistema en el cambio de insolación solar. La insolación solar disminuye a t = 1,3 s, por lo que debido a una disminución de la energía solar, la corriente fotovoltaica también disminuye. Por lo tanto, la corriente de carga BES se reduce y la demanda de carga permanece constante y es realizada por el BES. Sin embargo, en la alteración de la irradiancia solar, no se observa variación en el voltaje de enlace de CC y los voltajes de carga vLabc, lo que muestra que el perfil de voltaje de PCC está bien mantenido. FIGURA 7Abrir en el visor de la figuraRespuesta de PowerPoint del controlador independiente sobre la alteración de la insolación solar 4.4 Operación VSC para el sistema solar PV-BES sobre la no accesibilidad de la energía solar El comportamiento del sistema solar PV-BES, cuando la insolación solar se reduce a cero en t = 1.5s, se presenta en la Figura 8. La corriente BES es positiva, lo que muestra que BES llega al modo de descarga, por lo que proporciona energía a la carga. Sin disponibilidad de energía solar, es decir, durante la noche, el IPV correspondiente se ha reducido a cero. Sin embargo, durante esta variación, no se observan cambios en las tensiones de carga y la tensión de enlace de CC. Así, la demanda de carga se mantiene durante la noche. FIGURA 8ABRIR en el visor de la figuraRespuesta de PowerPoint del controlador independiente sobre la no accesibilidad de la insolación solar 4.5 Respuesta del controlador en la desconexión de la carga El comportamiento del sistema solar PV-BES en la desconexión de la carga se muestra en la Figura 9. La corriente de carga BES aumenta bajo desconexión de carga a t = 1,8 s. Como no hay variación en la energía solar, por lo tanto, la energía fotovoltaica y la corriente fotovoltaica son constantes. La tensión de enlace de CC se regula al valor MPPT. Las tensiones de carga son sinusoidales y equilibradas al retirar la carga. Por lo tanto, el sistema tiene un rendimiento satisfactorio en la desconexión de la carga. FIGURA 9Abrir en el visor de la figuraRespuesta de PowerPoint del sistema autónomo PV-BES en la desconexión de carga 4.6 Comparación de la técnica de control basada en el filtro digital adaptativo y el controlador PR con el control convencional basado en el controlador PI y sin filtro digital Los espectros armónicos de la tensión de carga sin filtro digital adaptativo y con el controlador PI convencional se muestran en la Figura 10(a), mientras que vLab con filtro digital adaptativo y controlador PR no ideal se demuestra en la Figura 10(b) para la corriente de carga no lineal como se muestra en la Figura 10(c). La Figura 10(a) demuestra que en el enfoque de control de voltaje, cuando la corriente de carga detectada se resta de la corriente de carga de referencia, el ThD del voltaje de PCC es 3.94%. Sin embargo, el voltaje PCC ThD se reduce a 1.87% como se muestra en la Figura 10(b), cuando una parte fundamental de la corriente de carga no lineal obtenida a través del filtro digital adaptativo se compara con la corriente de carga de referencia. Por lo tanto, los armónicos en los voltajes PCC están dentro de los límites prescritos y según el estándar IEEE-519. La corriente de carga no lineal tiene una ThD de 27.54% como se muestra en la Figura 10(c). La Figura 11(a) muestra el error de estado estacionario entre vLa, v*La no es cero con un controlador PI convencional, mientras que la Figura 11(b) muestra que el error de estado estacionario es cero utilizando el controlador PR no ideal. La Figura 11(c) muestra el gráfico de Bode del controlador convencional y el controlador PR digital no ideal. El rendimiento del controlador PI convencional es bueno para las cantidades de CC en comparación con las cantidades de CA. Este controlador PR no ideal tiene una ganancia finita en la frecuencia fundamental, por lo tanto, elimina el error de estado estacionario entre dos cantidades de CA. En la Tabla 1 se representa un filtro digital adaptativo con la comparación del controlador PR digital no ideal con otras técnicas de control convencionales. FIGURA 10Abrir en el visor de figurasAnálisis de armónicos de PowerPoint. (a) vLab sin técnica de filtro digital y con controlador PI convencional; (b) vLab con técnica de filtro digital y controlador PR no ideal; (c) iLa, FIGURA 11 de corriente de carga no linealAbrir en el visor de figurasComparación de PowerPoint del controlador PI convencional con controlador PR no ideal; (a) vLa, v*La sin técnica de filtro digital y con controlador PI convencional; (b) vLa, v*La con técnica de filtro digital y controlador PR no ideal; (c) Diagrama de código del controlador PI convencional con controlador PR no ideal digital TABLA 1. Filtro digital adaptativo con controlador PR no ideal Comparación del controlador PR no ideal con otras técnicas de control convencionales Parámetro Control digital adaptativo con controlador PR no ideal Control SOGI convencional con controlador PR no ideal Sin control digital adaptativo con controlador PI convencional Rendimiento del controlador bajo eliminación de carga El componente de corriente de carga fundamental llega a cero dentro de un ciclo El componente de corriente de carga fundamental llega a cero en 5 ciclos Sin extracción del componente de la parte fundamental Voltaje PCC ThD Bajo Medio Carga de cálculo Menos Alto Menos Respuesta dinámica Rápido Lento Error de estado estacionario Cero Cero No es cero 5 RESULTADOS EXPERIMENTALES Para validar la viabilidad del sistema, se utiliza un prototipo desarrollado como se muestra en la Figura 12(a), para realizar las pruebas. FIGURA 12Abrir en el visor de figurasDiagrama de bloques de PowerPoint de la conexión de hardware y la configuración experimental. (a) Diagrama de bloques de la conexión de hardware; (b) configuración experimental El simulador solar se utiliza para obtener la energía fotovoltaica. El control del sistema se implementa mediante un OPAL-RT (OP4510). Los optoacopladores dan el aislamiento óptico entre el circuito de potencia y los pulsos obtenidos de la salida del circuito de potencia y los pulsos obtenidos de la salida de OPAL-RT. Los sensores de corriente y tensión basados en el efecto Hall, es decir, LA-55P y LV-25 se utilizan para percibir las señales vLab, vLbc, iLa, iLb, Vdc, Ibat e Ipv. El osciloscopio de almacenamiento digital y el analizador de potencia se utilizan para obtener los resultados experimentales del sistema operativo para el estado estacionario, así como para varios escenarios dinámicos. La Figura 12(b) muestra el diagrama de bloques de la conexión de hardware del prototipo desarrollado. Los componentes de la conexión de hardware comprenden un simulador de matriz solar fotovoltaica, un convertidor bidireccional, un VSC de tres patas, inductores de interfaz, un filtro de ondulación y una carga no lineal. Las señales detectadas a través de los sensores de efecto Hall se envían a OP4510 a través de convertidores analógico a digital (ADC). La salida de ADC son las señales dadas al algoritmo de control, que se carga en la matriz de puertas programables en campo (FPGA). Por lo tanto, los pulsos de conmutación generados para el convertidor bidireccional y VSC se proporcionan a los optoacopladores a través de entradas y salidas digitales DIO. Los parámetros del sistema para el prototipo se especifican en la Tabla A.1 del Apéndice. 5.1 Respuesta de estado estacionario para el control basado en el filtro digital adaptativo y el controlador PR no ideal y su comparación con el control PI convencional Las formas de onda de vLab, vLbc vLa, v* La, vLb, v*Lb, vLc, v*Lc iLa, iLb, iLc y Vdc se representan en las Figuras 13(a)–(c). Vdc se mantiene en el valor de seguimiento de MPP. Las Figuras 14(a)–(d) demuestran la respuesta del sistema en el escenario de estado estacionario con el controlador PR digital no ideal. Las Figuras 14(a) y (b) presentan la potencia de la potencia de carga de VSC e iLc. Las Figuras 14(c) y (d) presentan la corriente VSC de la fase 'c', es decir, ivscc. Las Figuras 15(a)–(c) muestran la respuesta del sistema con un controlador PR digital no ideal. IET Renewable Power GenerationVolume 15, Issue 5 p. 1030-1045 ORIGINAL RESEARCH PAPEROpen Access Control of solar PV-integrated battery energy storage system for rural area application Shubhra Chauhan, Corresponding Author Shubhra Chauhan shubhra72@gmail.com Department of Electrical Engineering, IIT Delhi, New Delhi, India Correspondence Shubhra Chauhan, Department of Electrical Engineering, IIT Delhi, New Delhi 110016, India. Email: shubhra72@gmail.comSearch for more papers by this authorBhim Singh, Bhim Singh Department of Electrical Engineering, IIT Delhi, New Delhi, IndiaSearch for more papers by this author Shubhra Chauhan, Corresponding Author Shubhra Chauhan shubhra72@gmail.com Department of Electrical Engineering, IIT Delhi, New Delhi, India Correspondence Shubhra Chauhan, Department of Electrical Engineering, IIT Delhi, New Delhi 110016, India. Email: shubhra72@gmail.comSearch for more papers by this authorBhim Singh, Bhim Singh Department of Electrical Engineering, IIT Delhi, New Delhi, IndiaSearch for more papers by this author First published: 20 January 2021 https://doi.org/10.1049/rpg2.12086Citations: 1AboutSectionsPDF ToolsRequest permissionExport citationAdd to favoritesTrack citation ShareShare Give accessShare full text accessShare full-text accessPlease review our Terms and Conditions of Use and check box below to share full-text version of article.I have read and accept the Wiley Online Library Terms and Conditions of UseShareable LinkUse the link below to share a full-text version of this article with your friends and colleagues. Learn more.Copy URL Share a linkShare onFacebookTwitterLinked InRedditWechat Abstract The inaccessibility of a utility grid is the challenge for rural and remote areas. This work presents the application of solar photovoltaic (PV) integrated battery energy storage (BES) for rural area electrification. The addition of a BES at DC link, is realised by means of a DC–DC bidirectional converter. The BES is discharged/charged in accordance with the solar PV generation and load variations. This converter control also maintains the voltage for the maximum power point tracking (MPPT) with perturb and observe (P & O) control at the DC link. The voltage source converter (VSC) works by means of voltage control algorithm in a solar PV-BES system. The system manages the power for the load network with frequency and voltage regulation by the non-ideal discrete proportional and resonant controller (PR). The fundamental component from the load current, is acquired using an adaptive digital filter, which improves the power quality. The utilization of buck-boost converter with an optimum BES rating as related to the system, when it is linked directly at the VSC DC link. The system's operations at steady state and dynamic circumstances i.e. solar insolation change and load variation, load disconnection, are authenticated with test results on a developed prototype. 1 INTRODUCTION The global energy crises issue has led to the incredible technical development in the field of renewable energy resources (RESs) and revolutionised the power field for industrial applications. Due to enhanced use of this energy, annual saving for the users, is consistently increasing thereby saving precious foreign exchange for the nation. Due to reduced CO2 emission, major support is provided to deteriorating environmental conditions. These sources provide clean energy, reduce greenhouse gas emission drastically. The solar power is one of the most effective sources among other RESs due to various reasons like sustainability, economical, pollution free and easy to install. The microgrid is integrated by means of a battery energy storage (BES) and has gained popularity because it stores the energy at off-peak periods and provides the energy during the peak load demand [1]. The main cause of unreachability of electrical power supply system in remote villages is the low voltage and intermittent nature of electrical power supply coming from the available utility grid. The main reason of these circumstances is the misalliance of demand and supply in the distribution network. The off-grid solar PV-battery system is a best solution for the reliable and affordable source of electrical energy than convention sources [2]. The microgrid operates in a grid integrated mode or in autonomous mode. It is separated from the utility grid under the abnormal conditions like, grid outage and works in autonomous mode. The energy storage is desirable for the compensation of intermittency problem of RESs and makes the reliable operation of the system. The incorporation of solar photovoltaic (PV) based microgrid to the utility grid and energy management, are given in [3]. The maximum power point tracking (MPPT) schemes are developed and implemented due to the sporadic problem of the PV array. The essential part of the PV system is the tracking of the maximum power point of a PV array, and various MPP tracking techniques for the generation of solar power, are elaborated in [4], [5]. To maintain the power quality (PQ) level in the distribution network, is a difficult task because of an increase in power converters in residential, industrial and commercial premises. The PQ concerns and their mitigation approaches with numerous current control algorithms are reported in [6]. The PQ issues in realising for smart distribution grid and the description of technologies like demand side management, microgrid, feeder reconfiguration, advanced voltage control methods, are described in [7]. The battery selection is of higher rating, when its connection at the DC link is direct; however, in this system, the low rating battery is incorporated by the DC–DC bidirectional converter, which increases the battery life by eliminating the battery current's second harmonic current. The battery discharging and charging are influenced by the system's load demand. The microgrid with RESs and energy storage, is developed and elaborated in [8], [9]. The RESs, BES and loads are necessary for the reliable performance of autonomous system. The BES smoothens the variable nature of RESs [10]. The voltage boosting and DC–AC conversion is implemented with novel boost inverter made by utilising the DC–DC buck-boost converter and DC–AC inverter [11]. Due to the variable nature of RESs, the BES acts as a critical element in an islanded microgrid and regulates the voltage and frequency. It also maintains the generation and balances in loads, thus improves the reliability of the system. Various control methods for power management of PV-BES islanded microgrid are reported in [12-14]. The proportional and resonant (PR) regulator eliminates the shortcomings of proportional and integrator (PI) controller, that is, steady-state error between AC quantities, which improves converter's tracking performance. Performance of PR control depends on the accuracy of the resonant frequency. The PR controller with discretisation method is reported in [15], [16]. The application of stationary frame linear PI controllers has the main drawback of steady-state error for the regulation of AC quantities, whereas the PR controller is the attractive solution to eliminate the error [17]. The proliferation of nonlinear loads connected at consumer's end, has introduced PQ issues and has hindered the performance of existing distribution network as in terms of poor power factor and generation of harmonics in utility grid voltage and current, which do not follow the IEEE-519 standard [18]. The accurate computation of harmonics and sequence components is necessary to observe the three phase system performance. The main drawback of LMS technique is that the convergence rate depends upon the constant step size and is associated with the current weight value. The least mean square (LMS) algorithm is simple technique to find parameters for PQ event and not much effective for short time and time varying disturbances as it has low signal to noise ratio, whereas least mean forth method is better than LMS for PQ issues but its computational complexity is more, which results in poor steady-state response. The volterra LMS/forth filter is used to find sequence components, decaying DC and harmonics [19]. The coordinated control for RESs with BES in an islanded microgrid, is demonstrated in [20]. The active in power control of hybrid microgrid in remote islands and the analysis and implementation of voltage and frequency control methods in autonomous mode for hybrid microgrid with variability imposed by RESs, are given in [21], [22]. For the enhancement in PQ and the distribution network reliability, the microgrid must be realised in the grid integrated as well as in off-grid mode. The control technique for an inverter interfaced distribution generator for voltage and frequency variations, are shown in [23]. In this work, an adaptive digital filter is used to obtain the fundamental component of the load current, which is easy to implement as compared to the analog filters and results in sinusoidal point of common coupling (PCC) voltage at nonlinear loads. The adjustable coefficients contribute for better steady-state and dynamic performance and, are detailed in [24]. The application of automatic parameter extraction method for dynamic battery model in off-grid solar PV system, is detailed in [25]. Due to continual demand on load side, the battery is used in the system. The power management approaches for the RESs with the BES, for the operation of system in the grid integrated mode as well as for an autonomous mode, are detailed in [26], [27]. The solar PV integrated BES system's basic features are elaborated as follows. A single stage structure of system for rural area is realised for the utilisation of peak solar power through a PV array by a simplified perturb and observe (P & O) MPP tracking approach, which is simple and easy to implement [4], whereas in a double stage structure supplementary boost converter is integrated in the system, which increases the losses and the cost of overall system. Hence, this topology is economical and efficient. The battery in conjunction with a bidirectional converter makes the charging and discharging process of BES under the off-peak and peak demand of load, respectively. The non-ideal PR controller with high tracking proficiency reduces steady-state errors between reference load voltages and sensed load voltages. The regulation of frequency and voltage, is achieved by the voltage control technique in autonomous mode. The dynamic response of digital filter is adaptable and load voltage total harmonic distortion (THD) is in prescribed limits [18]. At night or non-accessibility of solar energy, the battery manages the load demand. 2 SYSTEM CONFIGURATION The schematic connection for a solar photovoltaic battery based autonomous system is represented in Figure 1. The system comprises of a PV array connected directly at the DC link, wherein the VSC is also integrated. The P & O approach is used to acquire the maximum PV array power, which utilises inputs as, the PV current (Ipv) and voltage (Vpv). A battery is supplemented through a bidirectional DC–DC converter to the DC link, which manages the load levelling. The voltage across the DC link is maintained using this converter. The three phase nonlinear load encompasses, three phase diode bridge rectifier, connected in parallel arrangement with the series load consisting with inductance (L) and resistance (R). Terminals of VSC are interconnected through the interfacing inductors (Lf) across PCC, wherein, ripple filter (Rf, Cf), and load are connected. FIGURE 1Open in figure viewerPowerPoint System configuration/schematic connection 3 CONTROL APPROACH The control approach of system consists of control for VSC voltage in autonomous mode and control for buck- boost converter. 3.1 Solar PV integrated BES system control The control technique for solar PV integrated BES system for electrification of islanded remote area shown in Figure 2(a), is presented for the switching pulses generation for VSC, whereas the fundamental part extraction of 'a' phase by adaptive digital filter is presented in Figure 2(b). The phase load voltages are computed from sensed line load voltages of (vLab, vLbc) as [6], v L a v L b v L c = 1 3 2 1 0 − 1 1 0 − 1 − 2 0 v L a b v L b c 0 . (1)The generation of reference load voltages are described as follows. v L a ∗ = V p m sin ω t , v L b ∗ = V p m sin ω t − 2 π 3 , v L c ∗ = V p m sin ω t + 2 π 3 , (2)where Vpm is the reference amplitude of peak voltage and ω is frequency. vLa, vLb, vLc, that is, sensed load voltages are compared with reference load voltages and results errors. v L a e ( p ) = v L a ∗ − v L a , v L b e ( p ) = v L b ∗ − v L b , v L c e ( p ) = v L c ∗ − v L c . (3)The digital non-ideal proportional resonant controllers (PR) are fed with these errors and reference load currents are produced. The digital non-ideal PR controllers minimise the steady-state error in reference and sensed load voltages (AC quantities) [15], [16]. FIGURE 2Open in figure viewerPowerPoint Controller for voltage source converter. (a) Control algorithm for VSC; (b) fundamental part extraction of 'a' phase by adaptive filter TLa(z), TLb(z) TLc(z), which are transfer functions for non-ideal discrete PR controllers of phases 'a', 'b' and 'c', respectively, are computed as [15], [16], T L a ( z ) = i L a ∗ v L a e = k p L a e + k i L a e ∗ 2 ∗ ω c ∗ T s ∗ k 1 z − 1 1 + T s ∗ k 1 z − 1 2 ∗ ω c + ω 2 ∗ T s ∗ k 1 ∗ z z − 1 , (4) T L b ( z ) = i L b ∗ v L b e = k p L b e + k i L b e ∗ 2 ∗ ω c ∗ T s ∗ k 1 z − 1 1 + T s ∗ k 1 z − 1 2 ∗ ω c + ω 2 ∗ T s ∗ k 1 ∗ z z − 1 , (5) T L c ( z ) = i L c ∗ v L c e = k p L c e + k i L c e ∗ 2 ∗ ω c ∗ T s ∗ k 1 z − 1 1 + T s ∗ k 1 z − 1 2 ∗ ω c + ω 2 ∗ T s ∗ k 1 ∗ z z − 1 . (6)Transfer functions of non-ideal PR controllers are modified as, i L a ∗ = k p L a e + k i L a e ∗ 2 ∗ ω c ∗ T s ∗ k 1 z − 1 1 + T s ∗ k 1 z − 1 2 ∗ ω c + ω 2 ∗ T s ∗ k 1 ∗ z z − 1 ∗ v L a e , (7) i L b ∗ = k p L b e + k i L b e ∗ 2 ∗ ω c ∗ T s ∗ k 1 z − 1 1 + T s ∗ k 1 z − 1 2 ∗ ω c + ω 2 ∗ T s ∗ k 1 ∗ z z − 1 ∗ v L b e , (8) i L c ∗ = k p L c e + k i L c e ∗ 2 ∗ ω c ∗ T s ∗ k 1 z − 1 1 + T s ∗ k 1 z − 1 2 ∗ ω c + ω 2 ∗ T s ∗ k 1 ∗ z z − 1 ∗ v L c e , (9) k p L a e = k p L b e = k p L c e = k p p r , (10) k i L a e = k i L b e = k i L c e = k i p r , (11)where kppr and kipr are proportional and integral gains for PR controller, correspondingly. ωc is the bandwidth around ω. The digital filter is used to calculate fundamental constituent of load current of phase 'a' (ifLa), as depicted in Figure 2(b). The overall transfer function filter (T(z)) is described as [24], i f L a ( p ) = η 4 ∗ i L a ( p ) + i L 4 ( p ) , T 1 ( z ) = i L 4 ( p ) i L a ( p ) , (12) i f L a ( p ) = η 4 ∗ i L a ( p ) + T 1 ( z ) ∗ i L a ( p ) , (13) T ( z ) = i f L a ( p ) i L a ( p ) = η 4 ∗ 1 + − η 2 + η 3 z − 1 − z − 2 1 − η 3 z − 1 + η 2 z − 2 − η 1 1 − η 1 − η 2 + η 3 z − 1 − z − 2 1 − η 3 z − 1 + η 2 z − 2 = η 4 1 + ( − η 2 + η 3 z − 1 − z − 2 ) − η 1 ( 1 − η 3 z − 1 + η 2 z − 2 ) ( 1 − η 3 z − 1 + η 2 z − 2 ) − η 1 ( − η 2 + η 3 z − 1 − z − 2 ) , (14) T ( z ) = i f L a ( p ) i L a ( p ) = η 4 ∗ ( 1 + η 1 η 2 − η 1 − η 2 ) ( 1 − z − 2 ) ( 1 + η 1 η 2 ) − ( η 3 + η 1 η 3 ) z − 1 + ( η 2 + η 1 ) z − 2 , (15) i f L a ( p ) = η 4 ∗ ( 1 + η 1 η 2 − η 1 − η 2 ) ( 1 − z − 2 ) ( 1 + η 1 η 2 ) − ( η 3 + η 1 η 3 ) z − 1 + ( η 2 + η 1 ) z − 2 i L a ( p ) . (16) Similarly fundamental constituents of phases 'b', 'c' load currents (ifLb and ifLc) are calculated. The fundamental current constituents from (ifLa, ifLb, ifLc) from sensed load currents (iLa, iLb, iLc), are acquired using an adaptive digital filter transfer function [25], so that load voltage profile is improved. The reference currents (i*La, i*Lb, i*Lc) in comparison from ifLa, ifLb, ifLc result in current errors, i e r L a = i L a ∗ − i f L a , i e r L b = i L b ∗ − i f L b , i e r L c = i L c ∗ − i f L c . (17)These errors are given to hysteresis controller for switching pulses of VSC in voltage control. 3.2 DC–DC bidirectional converter control The DC link voltage and current control of BES are regulated by the bidirectional converter as depicted in Figure 3. The converter has two switches S7 and S8, where S7 operates in buck mode during the battery charging process, while the boost mode is implemented with S8 in discharging mode. The current for the BES is positive while discharging and negative while the charging. V*dc is obtained using P & O method for MPP tracking of the PV array is compared with sensed DC voltage (Vdc) and this comparison results in an error signal, which is set as input for to the proportional and integral (PIa) regulator. V d c e ( p ) = V d c ∗ ( p ) − V d c ( p ) . (18)The PIa regulator's output acts as battery reference current. I b a t ∗ ( p + 1 ) = I b a t ∗ ( p ) + k p d c V d c e ( p + 1 ) + k i d c { V d c e ( p + 1 ) − V d c e ( p ) } , (19)where, kpdc and kidc are gains for PIa, correspondingly. FIGURE 3Open in figure viewerPowerPoint Bidirectional DC–DC converter controller The subtraction of sensed BES current (Ibat) with I*bat, results in an error, which is supplied to PIb and is calculated as, I b a t e ( p ) = I b a t ∗ ( p ) − I b a t ( p ) . (20)The Ibate is set as PIb regulator's input, whereas its output is calculated as, I e r ∗ ( p + 1 ) = I e r ∗ ( p ) + k p b a t I b a t e ( p + 1 ) + k i b a t { I b a t e ( p + 1 ) − I b a t e ( p ) } , (21)where kpbat and kibat are gains for the proportional and integral parts of PIb, correspondingly. The duty cycle, that is, I*er, is supplied to pulse width modulator for formation of switching logics for bidirectional converter. 4 SIMULATIONS RESULTS The simulation setup of the system is shown in Figure 4. The MATLAB / Simulink library is utilised for the modelling of solar PV-integrated battery energy storage system. A ripple filter is realised by R-C series branch. The nonlinear load is realised via a three-phase diode bridge rectifier in the parallel combination with a series R L series branch. The battery is available in MATLAB/Simulink library, which is used for load management. The system's parameters for prototype, are specified in Table A.1 given in Appendix. FIGURE 4Open in figure viewerPowerPoint Simulation setup of the system 4.1 Internal signals of adaptive digital filter for fundamental component extraction from load current and its comparison with conventional SOGI control The internal signals of digital filter to obtain fundamental current component are represented in Figure 5(a), which improves the voltage profile at load side and the performance of system. There is no phase shift observed in between iLa and ifLa. Figure 5(b) presents the Bode plot of digital filter and it is observed from the magnitude plot that this control technique furnishes at zero db axes and zero phase shift at fundamental frequency. Therefore, ifLa is in-phase with iLa. In comparison to conventional control, like second order generalised integrator (SOGI) control, this control technique is better in harmonics rejection capability. Thus, PCC voltage profile is found better with adaptive digital controller as compared to SOGI control. The comparison of digital filter with a conventional controller, that is, second order generalised integrator (SOGI) algorithm under disconnection and connection of phase 'a' load is shown in Figure 5(c), which shows that the digital filter control has faster dynamic response as compared to the conventional SOGI control. The load removal effects on ifLa shows that digital filter's control approach converges fast, that is, reaches zero in a cycle as compared to SOGI control. Thus the digital filter based control has better performance as compared to the existing conventional controller, that is, SOGI. FIGURE 5Open in figure viewerPowerPoint Internal signals of adaptive digital filter and Bode plot. (a) Internal signals of filter for extraction of ifLa from iLa; (b) Comparison of Bode plot of digital filter with SOGI control; (c) comparison of extraction for the fundamental constituent of adaptive digital control with SOGI control 4.2 Response for system at load variation Figure 6 presents the response of system at load perturbation. At t = 2.1s, as the load increases, the magnitude of BES charging current is reduced, thus the load demand is met by BES. The BES charging current increases again, when the load demand is decreased at t = 2.2s. The sinusoidal load phase voltages (vLabc) are well maintained at load variation. There is no change in solar PV power at load variation, therefore, the PV current remains constant. However, at varying load, DC link voltage is maintained to MPPT value. FIGURE 6Open in figure viewerPowerPoint Performance of system for alteration on load 4.3 Response for standalone system at solar irradiance change Figure 7 depicts the response of system at solar insolation change. The solar insolation is decreased at t = 1.3s, so due to a decrease in the solar power, the PV current is also decreased. Thus, the BES charging current is reduced and load demand remains constant and is accomplished by the BES. However, at solar irradiance alteration, no variation is observed in the DC link voltage and load voltages vLabc, which shows that PCC voltage profile is well maintained. FIGURE 7Open in figure viewerPowerPoint Response of standalone controller on alteration of solar insolation 4.4 VSC operation for solar PV-BES system on non-accessibility of solar power The behaviour of solar PV-BES system, when solar insolation is reduced to zero at t = 1.5s, is presented in Figure 8. The BES current is positive, which shows that BES comes to the discharging mode, thus it provides power to the load. At no solar power availability, that is, during night, corresponding Ipv has reduced to zero. However, during this variation, no changes are observed in the load voltages and the DC link voltage. Thus, the load demand is maintained during night. FIGURE 8Open in figure viewerPowerPoint Response of standalone controller on non-accessibility of solar insolation 4.5 Response of controller on load disconnection The behaviour of the solar PV-BES system at load disconnection is shown in Figure 9. The BES charging current is increased under load disconnection at t = 1.8s. As no variation in sola r power, therefore, the PV power and PV current are constant. The DC link voltage is regulated to the MPPT value. The load voltages are sinusoidal and balanced at the load removal. Hence, the system has satisfactory performance at load disconnection. FIGURE 9Open in figure viewerPowerPoint Response of autonomous PV-BES system on load disconnection 4.6 Comparison of control technique based on adaptive digital filter and PR controller with conventional control based on PI controller and without digital filter The harmonic spectra of load voltage without adaptive digital filter and with conventional PI controller are shown in Figure 10(a), whereas vLab with adaptive digital filter and non-ideal PR controller is demonstrated in Figure 10(b) for the nonlinear load current as depicted in Figure 10(c). Figure 10(a) demonstrates that in the voltage control approach, when the sensed load current is subtracted from the reference load current, the THD of PCC voltage is 3.94 %. However, PCC voltage THD is reduced to 1.87% as shown in Figure 10(b), when a fundamental part of nonlinear load current obtained through adaptive digital filter is compared with the reference load current Thus, harmonics in PCC voltages are within prescribed limits and per the standard IEEE-519. The nonlinear load current has THD of 27.54% as depicted in Figure 10(c). Figure 11(a) shows the steady-state error between vLa, v*La is not zero with a conventional PI controller, whereas Figure 11(b) depicts that the steady-state error is zero by utilising the non-ideal PR controller. Figure 11(c) shows the Bode plot of the conventional controller and digital non-ideal PR controller. The performance of conventional PI controller is good for DC quantities in comparison to AC quantities. This non-ideal PR controller has finite gain at fundamental frequency, hence it eliminates the steady-state error between two AC quantities. An adaptive digital filter with digital non-ideal PR controller's comparison with other conventional control techniques is depicted in Table 1. FIGURE 10Open in figure viewerPowerPoint Harmonic analysis. (a) vLab without digital filter technique and with conventional PI controller; (b) vLab with digital filter technique and non-ideal PR controller; (c) iLa, nonlinear load current FIGURE 11Open in figure viewerPowerPoint Comparison of conventional PI controller with non-ideal PR controller; (a) vLa, v*La without digital filter technique and with conventional PI controller; (b) vLa, v*La with digital filter technique and non-ideal PR controller; (c) Bode plot of conventional PI controller with digital non-ideal PR controller TABLE 1. Adaptive digital filter with non-ideal PR controller's comparison with other conventional control techniques Parameter Adaptive Digital Control with Non-Ideal PR Controller Conventional SOGI Control with Non-Ideal PR Controller Without Adaptive Digital Control with Conventional PI Controller Performance under load removal Fundamental load current component reaches zero within a cycle Fundamental load current component reaches to zero in 5 cycles No fundamental part component extraction PCC voltage THD Low Medium Medium Computation burden Less High Less Dynamic response Fast Slow Slow Steady-state error Zero Zero Is not zero 5 EXPERIMENTAL RESULTS To validate the practicability of system, a developed prototype as shown in Figure 12(a) is utilised, to perform the tests. FIGURE 12Open in figure viewerPowerPoint Block diagram of hardware connection and experimental setup. (a) Block diagram of hardware connection; (b) experimental setup The solar simulator is utilised to obtain the PV power. The control of system is implemented by an OPAL-RT (OP4510). The opto-couplers give the optical isolation between the power circuit and the pulses obtained from the output of power circuit and the pulses obtained from the output of OPAL-RT. The current and voltage sensors based on the Hall Effect, that is, LA-55P and LV-25 are utilised for perceiving the signals vLab, vLbc, iLa, iLb, Vdc, Ibat and Ipv. The digital storage oscilloscope and power analyser are used for obtaining the experimental results for the operation system for steady-state as well as various dynamic scenarios. Figure 12(b) demonstrates the block diagram of hardware connection of the developed prototype. The constituents of hardware connection comprise of solar PV array simulator, bidirectional converter, three leg VSC, interfacing inductors, ripple filter and nonlinear load. The sensed signals through Hall-Effect sensors are sent to OP4510 via analog to digital converters (ADCs).The output of ADC are the signals given to control algorithm, which is loaded in field programmable gate array (FPGA).Therefore, switching pulses generated for bidirectional converter and VSC are provided to optocouplers via digital inputs and outputs DIO. The system's parameters for prototype are specified in Table A.1 of Appendix. 5.1 Steady-state response for control based on adaptive digital filter and non-ideal PR controller and its comparison with conventional PI control The waveforms of vLab, vLbc vLa, v*La, vLb, v*Lb, vLc, v*Lc iLa, iLb, iLc and Vdc are represented in Figures 13(a)–(c). Vdc is maintained to MPP tracking value. Figures 14(a)–(d) demonstrate the system's response at steady-state scenario with the non-ideal digital PR controller. Figures 14(a) and (b) present power of the load power of VSC and iLc. Figures 14(c) and (d) present VSC current of phase 'c', that is, ivscc. Figures 15(a)–(c) show response of system with non-ideal digital PR controller. IET توليد الطاقة المتجددة المجلد 15، العدد 5 ص. 1030-1045 البحث الأصلي PAPEROpen التحكم في الوصول إلى نظام تخزين طاقة البطارية الشمسية المتكاملة الكهروضوئية لتطبيق المنطقة الريفية شوبرا شوهان، المؤلف المراسل شوبرا شوهان shubhra72@gmail.com قسم الهندسة الكهربائية، IIT دلهي، نيودلهي، الهند المراسلات شوبرا شوهان، قسم الهندسة الكهربائية، IIT دلهي، نيودلهي 110016، الهند. البريد الإلكتروني: shubhra72@gmail.com البحث عن المزيد من الأوراق من قبل هذا المؤلف بهيم سينغ، قسم بهيم سينغ للهندسة الكهربائية، آي آي تي دلهي، نيودلهي، الهند البحث عن المزيد من الأوراق من قبل هذا المؤلف شوبرا شوهان، المؤلف المراسل شوبرا شوهان shubhra72@gmail.com قسم الهندسة الكهربائية، آي آي آي تي دلهي، نيودلهي، الهند المراسلات شوبرا شوهان، قسم الهندسة الكهربائية، آي آي تي دلهي، نيودلهي 110016، الهند. البريد الإلكتروني: shubhra72@gmail.com البحث عن المزيد من الأوراق التي كتبها هذا المؤلف بهيم سينغ، بهيم سينغ قسم الهندسة الكهربائية، آي آي تي دلهي، نيودلهي، الهند البحث عن المزيد من الأوراق التي كتبها هذا المؤلف نشرت لأول مرة: 20 يناير 2021 https://doi.org/10.1049/rpg2.12086 الاقتباسات: 1 حول الأقسام أدوات بي دي إف طلب إذن تصدير الاقتباس أضف إلى المفضلة الاقتباس من المسار مشاركة مشاركة منح حق الوصول إلى النص الكامل مشاركة الوصول إلى النص الكامل يرجى مراجعة شروط وأحكام الاستخدام الخاصة بنا ومربع الاختيار أدناه لمشاركة نسخة النص الكامل من المقالة. لقد قرأت وقبلت شروط وأحكام الاستخدام الخاصة بمكتبة وايلي أونلاين استخدم الرابط أدناه لمشاركة نسخة النص الكامل من هذه المقالة مع أصدقائك وزملائك. اعرف المزيد. انسخ عنوان URL شارك رابطًاشارك على FacebookTwitterLinked InRedditWechat Abstract يمثل عدم إمكانية الوصول إلى شبكة المرافق تحديًا للمناطق الريفية والنائية. يعرض هذا العمل تطبيق تخزين طاقة البطارية الكهروضوئية المتكاملة (BES) لكهربة المناطق الريفية. تتحقق إضافة وصلة BES في DC عن طريق محول ثنائي الاتجاه DC - DC. يتم تفريغ/شحن BES وفقًا لتوليد الطاقة الشمسية الكهروضوئية واختلافات الحمل. يحافظ التحكم في المحول هذا أيضًا على الجهد لأقصى تتبع لنقطة الطاقة (MPPT) مع التحكم في التشويش والمراقبة (P&O) عند وصلة التيار المستمر. يعمل محول مصدر الجهد عن طريق خوارزمية التحكم في الجهد في نظام PV - BES الشمسي. يدير النظام الطاقة لشبكة الحمل مع تنظيم التردد والجهد بواسطة جهاز التحكم التناسبي والرنين المنفصل غير المثالي. يتم الحصول على المكون الأساسي من تيار الحمل باستخدام مرشح رقمي تكيفي، مما يحسن جودة الطاقة. استخدام محول Buck - Boost مع تصنيف BES الأمثل فيما يتعلق بالنظام، عندما يتم ربطه مباشرة في وصلة VSC DC. تتم المصادقة على عمليات النظام في حالة ثابتة وظروف ديناميكية، أي تغيير التشمس الشمسي وتغير الحمل، وفصل الحمل، مع نتائج الاختبار على نموذج أولي مطور. 1 مقدمة أدت قضية أزمات الطاقة العالمية إلى التطور التقني المذهل في مجال موارد الطاقة المتجددة (RESs) وأحدثت ثورة في مجال الطاقة للتطبيقات الصناعية. بسبب الاستخدام المعزز لهذه الطاقة، يزداد الادخار السنوي للمستخدمين باستمرار وبالتالي توفير العملات الأجنبية الثمينة للأمة. بسبب انخفاض انبعاثات ثاني أكسيد الكربون، يتم تقديم دعم كبير للظروف البيئية المتدهورة. توفر هذه المصادر الطاقة النظيفة، وتقلل من انبعاثات غازات الدفيئة بشكل كبير. تعد الطاقة الشمسية واحدة من أكثر المصادر فعالية من بين مصادر الطاقة المتجددة الأخرى لأسباب مختلفة مثل الاستدامة والاقتصاد وخالية من التلوث وسهلة التركيب. تم دمج الشبكة الدقيقة عن طريق تخزين طاقة البطارية (BES) واكتسبت شعبية لأنها تخزن الطاقة في فترات الذروة وتوفر الطاقة خلال ذروة الطلب على الحمل [1]. السبب الرئيسي لعدم إمكانية الوصول إلى نظام إمدادات الطاقة الكهربائية في القرى النائية هو الجهد المنخفض والطبيعة المتقطعة لإمدادات الطاقة الكهربائية القادمة من شبكة المرافق المتاحة. والسبب الرئيسي لهذه الظروف هو عدم توافق العرض والطلب في شبكة التوزيع. يعد نظام البطاريات الكهروضوئية الشمسية خارج الشبكة أفضل حل لمصدر الطاقة الكهربائية الموثوق به وبأسعار معقولة من مصادر الاتفاقية [2]. تعمل الشبكة الصغرى في وضع متكامل للشبكة أو في وضع مستقل. يتم فصله عن شبكة المرافق في ظل ظروف غير طبيعية مثل انقطاع الشبكة ويعمل في الوضع المستقل. يعد تخزين الطاقة مرغوبًا فيه لتعويض مشكلة الانقطاع في RESs ويجعل التشغيل الموثوق للنظام. يتم تضمين الشبكة الصغرى القائمة على الطاقة الشمسية الكهروضوئية في شبكة المرافق وإدارة الطاقة، في [3]. يتم تطوير وتنفيذ مخططات تتبع الحد الأقصى لنقاط الطاقة (MPPT) بسبب المشكلة المتفرقة للمصفوفة الكهروضوئية. الجزء الأساسي من النظام الكهروضوئي هو تتبع أقصى نقطة طاقة للمصفوفة الكهروضوئية، ويتم تفصيل تقنيات تتبع MPP المختلفة لتوليد الطاقة الشمسية في [4]، [5]. يعد الحفاظ على مستوى جودة الطاقة في شبكة التوزيع مهمة صعبة بسبب زيادة محولات الطاقة في المباني السكنية والصناعية والتجارية. تم الإبلاغ عن مخاوف PQ ونهج التخفيف الخاصة بها مع العديد من خوارزميات التحكم الحالية في [6]. تم وصف مشكلات PQ في تحقيق شبكة التوزيع الذكية ووصف التقنيات مثل إدارة جانب الطلب، والشبكة الصغيرة، وإعادة تكوين وحدة التغذية، وطرق التحكم المتقدمة في الجهد، في [7]. يكون اختيار البطارية ذو تصنيف أعلى، عندما يكون توصيلها في وصلة التيار المستمر مباشرًا ؛ ومع ذلك، في هذا النظام، يتم دمج البطارية ذات التصنيف المنخفض بواسطة محول التيار المستمر- التيار المستمر ثنائي الاتجاه، مما يزيد من عمر البطارية من خلال القضاء على التيار التوافقي الثاني للبطارية. يتأثر تفريغ البطارية وشحنها بطلب تحميل النظام. تم تطوير الشبكة الدقيقة مع RESs وتخزين الطاقة وتفصيلها في [8]، [9]. تعد أنظمة RES و BES والأحمال ضرورية للأداء الموثوق للنظام المستقل. تعمل BES على تنعيم الطبيعة المتغيرة لـ RESs [10]. يتم تنفيذ تعزيز الجهد وتحويل DC - AC مع عاكس تعزيز جديد مصنوع باستخدام محول DC - DC BUCK - BOOST ومحول DC - AC [11]. نظرًا للطبيعة المتغيرة لـ RESs، تعمل BES كعنصر حاسم في شبكة ميكروية جزرية وتنظم الجهد والتردد. كما أنه يحافظ على التوليد والتوازن في الأحمال، وبالتالي يحسن موثوقية النظام. تم الإبلاغ عن طرق تحكم مختلفة لإدارة الطاقة للشبكة الصغرى الجزرية PV - BES في [12-14]. يزيل منظم التناسب والرنين (PR) أوجه القصور في وحدة التحكم التناسبية والمتكاملة (PI)، أي خطأ الحالة الثابتة بين كميات التيار المتردد، مما يحسن أداء تتبع المحول. يعتمد أداء التحكم في العلاقات العامة على دقة التردد الرنان. تم الإبلاغ عن وحدة تحكم العلاقات العامة مع طريقة التقدير في [15]، [16]. إن تطبيق وحدات تحكم PI الخطية للإطار الثابت له العيب الرئيسي لخطأ الحالة الثابتة لتنظيم كميات التيار المتردد، في حين أن وحدة تحكم العلاقات العامة هي الحل الجذاب للقضاء على الخطأ [17]. أدى تكاثر الأحمال غير الخطية المتصلة في نهاية المستهلك إلى ظهور مشكلات PQ وعرقل أداء شبكة التوزيع الحالية من حيث ضعف عامل الطاقة وتوليد التوافقيات في جهد شبكة المرافق والتيار، والتي لا تتبع معيار IEEE -519 [18]. يعد الحساب الدقيق للتوافقيات ومكونات التسلسل ضروريًا لمراقبة أداء النظام ثلاثي الأطوار. العيب الرئيسي لتقنية نظام إدارة التعلم هو أن معدل التقارب يعتمد على حجم الخطوة الثابت ويرتبط بقيمة الوزن الحالية. خوارزمية أقل متوسط مربع (LMS) هي تقنية بسيطة للعثور على معلمات لحدث PQ وليست فعالة كثيرًا لاضطرابات متفاوتة في الوقت والوقت القصير لأنها تحتوي على نسبة إشارة إلى ضوضاء منخفضة، في حين أن الطريقة الأقل متوسطًا أفضل من LMS لمشكلات PQ ولكن تعقيدها الحسابي أكثر، مما يؤدي إلى ضعف استجابة الحالة المستقرة. يستخدم فلتر فولتيرا لنظام إدارة التعلم للعثور على مكونات التسلسل، وتحلل التيار المستمر والتوافقيات [19]. يظهر التحكم المنسق لـ RESs مع BES في شبكة صغيرة جزرية، في [20]. يتم إعطاء النشاط في التحكم في الطاقة للشبكة الصغيرة الهجينة في الجزر النائية وتحليل وتنفيذ طرق التحكم في الجهد والتردد في الوضع المستقل للشبكة الصغيرة الهجينة مع التباين الذي تفرضه RESs، في [21]، [22]. من أجل تعزيز موثوقية PQ وشبكة التوزيع، يجب تحقيق الشبكة الدقيقة في الشبكة المدمجة وكذلك في وضع خارج الشبكة. يتم عرض تقنية التحكم لمولد توزيع بيني عاكس لتغيرات الجهد والتردد، في [23]. في هذا العمل، يتم استخدام مرشح رقمي تكيفي للحصول على المكون الأساسي لتيار الحمل، وهو سهل التنفيذ مقارنة بالفلاتر التناظرية وينتج عنه نقطة جيبية لجهد الاقتران المشترك (PCC) عند الأحمال غير الخطية. تساهم المعاملات القابلة للتعديل في تحسين الحالة المستقرة والأداء الديناميكي، وهي مفصلة في [24]. تم تفصيل تطبيق طريقة استخراج المعلمات التلقائية لنموذج البطارية الديناميكية في نظام الطاقة الشمسية الكهروضوئية خارج الشبكة، في [25]. نظرًا للطلب المستمر على جانب الحمل، يتم استخدام البطارية في النظام. تم تفصيل مناهج إدارة الطاقة لـ RESs مع BES، لتشغيل النظام في الوضع المتكامل للشبكة بالإضافة إلى الوضع المستقل، في [26]، [27]. يتم توضيح الميزات الأساسية لنظام BES المتكامل الكهروضوئي الشمسي على النحو التالي. يتم تحقيق هيكل أحادي المرحلة لنظام المناطق الريفية لاستخدام ذروة الطاقة الشمسية من خلال مصفوفة كهروضوئية من خلال نهج تتبع مبسط للاضطراب والمراقبة (P&O) MPP، وهو بسيط وسهل التنفيذ [4]، بينما في هيكل مزدوج المرحلة يتم دمج محول التعزيز التكميلي في النظام، مما يزيد من الخسائر وتكلفة النظام العام. وبالتالي، فإن هذه الطوبولوجيا اقتصادية وفعالة. تقوم البطارية جنبًا إلى جنب مع محول ثنائي الاتجاه بعملية الشحن والتفريغ لـ BES تحت طلب الحمل خارج أوقات الذروة والذروة، على التوالي. تقلل وحدة التحكم في العلاقات العامة غير المثالية ذات الكفاءة العالية في التتبع من أخطاء الحالة الثابتة بين جهد الحمل المرجعي وجهد الحمل المستشعر. يتم تنظيم التردد والجهد عن طريق تقنية التحكم في الجهد في الوضع المستقل. الاستجابة الديناميكية للمرشح الرقمي قابلة للتكيف ويكون التشوه التوافقي الكلي لجهد الحمل (THD) في الحدود المقررة [18]. في الليل أو عدم إمكانية الوصول إلى الطاقة الشمسية، تدير البطارية طلب الحمل. 2 تكوين النظام يتم تمثيل الاتصال التخطيطي لنظام مستقل قائم على البطارية الكهروضوئية الشمسية في الشكل 1. يتكون النظام من مصفوفة كهروضوئية متصلة مباشرة بوصلة التيار المستمر، حيث يتم دمج VSC أيضًا. يتم استخدام نهج P&O للحصول على الحد الأقصى من طاقة المصفوفة الكهروضوئية، والتي تستخدم المدخلات مثل التيار الكهروضوئي (IPV) والجهد (VPV). يتم استكمال البطارية من خلال محول DC - DC ثنائي الاتجاه إلى وصلة DC، والتي تدير تسوية الحمل. يتم الحفاظ على الجهد عبر وصلة التيار المستمر باستخدام هذا المحول. يشمل الحمل غير الخطي ثلاثي الطور، مقوم جسر الصمام الثنائي ثلاثي الطور، متصل بترتيب موازٍ مع الحمل المتسلسل الذي يتكون من الحث (L) والمقاومة (R). يتم توصيل أطراف VSC من خلال محاثات التوصيل (Lf) عبر PCC، حيث يتم توصيل مرشح التموج (RF، CF)، والحمل. الشكل 1 مفتوح في عارض الشكلتكوين نظام PowerPoint/طريقة التحكم في التوصيل التخطيطي 3 يتكون نهج التحكم في النظام من التحكم في جهد VSC في الوضع المستقل والتحكم في محول buck - boost. 3.1 التحكم في نظام BES المتكامل الكهروضوئي الشمسي يتم تقديم تقنية التحكم في نظام BES المتكامل الكهروضوئي الشمسي لكهربة المنطقة النائية الجزرية الموضحة في الشكل 2(أ)، لتوليد نبضات التحويل لـ VSC، في حين يتم عرض استخراج الجزء الأساسي من المرحلة "أ" بواسطة المرشح الرقمي التكيفي في الشكل 2(ب). يتم حساب فولتية حمل الطور من فولتية حمل الخط المستشعرة لـ (vLab، vLbc) كـ [6]، vLavLbvLc = 1 3 2 1 0 - 1 1 0 - -1 2 0 vLabvLbc 0 . (1) يوصف توليد جهد الحمل المرجعي على النحو التالي: vL a * = V p m sin ω t , vL b * = V p m sin ω t − 2 π 3 , vL c ∗ = V p m sin ω t + 2 π 3 , (2)حيث Vpm هو السعة المرجعية لجهد الذروة و ω هو التردد. vLa, vLb, vLc، أي تتم مقارنة فولتية الحمل المستشعرة مع فولتية الحمل المرجعي وأخطاء النتائج. vLa e ( p ) = vLa * − vLa, vLb e ( p ) = vLb * − vL lb, vLc e ( p ) = vL c * − vLc. (3)يتم تغذية وحدات التحكم الرنانة التناسبية الرقمية غير المثالية بهذه الأخطاء ويتم إنتاج تيارات الحمل المرجعية. تقلل وحدات التحكم الرقمية غير المثالية في العلاقات العامة من خطأ الحالة الثابتة في الفولتية المرجعية والحمل المستشعر (كميات التيار المتردد) [15]، [16]. الشكل 2 افتح في عارض الشكلوحدة تحكم PowerPoint لمحول مصدر الجهد. (أ) خوارزمية التحكم لـ VSC ؛ (ب) استخراج الجزء الأساسي من الطور "أ" بواسطة الفلتر التكيفي TLa (z) و TLb (z) TLc (z)، وهي وظائف نقل لوحدات تحكم العلاقات العامة المنفصلة غير المثالية للمراحل "أ" و "ب" و "ج"، على التوالي، يتم حسابها على أنها [15] و [16] و TLa ( z ) = i L a * v L a e = k p L a e + k i L a e * 2 * ω c * T s * k 1 z − 1 1 + T s * k 1 z − 1 2 * ω c + ω 2 * T s * k 1 * z z − 1 ، (4) T L b ( z ) = i L b * v L b e = k p L b e + k i L b e * 2 * ω c * T s * k 1 z − 1 1 + T s * k 1 z − 1 2 * ω c + ω 2 * Ts * k 1 * z - 1 ، (5) TLc ( z ) = iLc * vLce = kpLce + kiLce * 2 * ωc * Ts * k 1 z -1 1 + Ts * k 1 z -1 2 * ωc + ω 2 * Ts * k 1 * zz -1. (6) يتم تعديل وظائف نقل وحدات تحكم العلاقات العامة غير المثالية على النحو التالي: iL a * = k pLa e + kiLa e * 2 * ω c * Ts * k 1 z − 1 1 + Ts * k 1 z − 1 2 * ω c + ω 2 * Ts * k 1 * z − 1 * vLa e ، (7) iLb * = kpLbe + kiLbe * 2 * ωc * Ts * k 1z − 1 1 + Ts * k 1z − 1 2 * ωc + ω 2 * Ts * k 1 * zz − 1 * vLbe، (8) iLc * = kpLce + kiLce * 2 * ωc * Ts * k 1 z -1 1 + T s * k 1 z − 1 2 ∗ ω c + ω 2 ∗ T s * k 1 ∗ z − 1 ∗ vLc e ، (9) k p L a e = k p L b e = k p L c e = k p p r ، (10) k i L a e = k i L b e = k i L c e = k i p r ، (11)حيث kppr و kipr هي مكاسب متناسبة ومتكاملة لوحدة تحكم العلاقات العامة، في المقابل. ωc هو عرض النطاق الترددي حول ω. يستخدم المرشح الرقمي لحساب المكون الأساسي لتيار الحمل للطور "أ" (ifLa)، كما هو موضح في الشكل 2(ب). يوصف مرشح وظيفة النقل الكلي (T(z)) على أنه [24]، ifLa ( p ) = η 4 ∗ iLa ( p ) + iL 4 ( p ) ، T1 ( z ) = iL4 ( p ) iLa ( p ) ، (12) ifLa ( p ) = η4 ∗ iLa ( p ) + T1 ( z ) ∗ iLa ( p ) ، (13) T ( z ) = ifL a ( p ) iL a ( p ) = η 4 ∗ 1 + − η 2 + η 3 z − 1 - z − 2 1 - η 3 z − 1 + η 2 z − 2 - η 1 1 - η 1 - η 2 + η 3 z − 1 - z − 2 1 - η 3 z − 1 + η 2 z − 2 = η 4 1 + ( − η 2 + η 3 z − 1 - z − 2 ) - η 1 ( 1 - − η 3 z − 1 + η 2 z -2) ( 1 - η 3 z -1 + η 2 z -2) - η 1 ( - η 2 + η 3 z -1 - z -2) ، (14) T ( z ) = i f L a ( p ) i f L a ( p ) = η 4 ∗ ( 1 + η 1 η 2 −η 1 − η 2 ) ( 1 - z -2) ( 1 + η 1 η 2 ) - ( η 3 + η 1 η 3 ) z -1 + ( η 2 + η 1 ) z -2، (15) i f L a ( p ) = η 4 ∗ ( 1 + η 1 η 2 - η 1 −η 1 −η 2 ) ( 1 - z -2) ( 1 + η 1 η 2 ) - η 3 + η 1 η 3 η 3 ) − z - 3 + η 2) + η 2 − (1 - z 2) . (16) وبالمثل، يتم حساب المكونات الأساسية للطورين "ب" و "ج" لتيارات الحمل (ifLb و ifLc). يتم الحصول على مكونات التيار الأساسية من (ifLa، ifLb، ifLc) من تيارات الحمل المستشعرة (iLa، iLb، iLc)، باستخدام وظيفة نقل المرشح الرقمي التكيفي [25]، بحيث يتم تحسين ملف تعريف جهد الحمل. تؤدي التيارات المرجعية (i*La، i*Lb، i*Lc) مقارنة بـ ifLa، ifLb، ifLc إلى أخطاء حالية، i e r L a = i L a * - i f L a ، i e r L b = i L b * - i f L b ، i e r L c = i L c * - i f L c . (17) يتم إعطاء هذه الأخطاء إلى وحدة التحكم في التخلف لتبديل نبضات VSC في التحكم في الجهد. 3.2 التحكم في المحول ثنائي الاتجاه DC - DC يتم تنظيم جهد وصلة التيار المستمر والتحكم الحالي في BES بواسطة المحول ثنائي الاتجاه كما هو موضح في الشكل 3. يحتوي المحول على مفتاحين S7 و S8، حيث يعمل S7 في وضع باك أثناء عملية شحن البطارية، بينما يتم تنفيذ وضع التعزيز مع S8 في وضع التفريغ. التيار لـ BES موجب أثناء التفريغ وسالب أثناء الشحن. يتم الحصول على V*dc باستخدام طريقة P & O لتتبع MPP للمصفوفة الكهروضوئية مقارنة بجهد التيار المستمر المستشعر (Vdc) وتؤدي هذه المقارنة إلى إشارة خطأ، والتي يتم تعيينها كمدخل لمنظم التناسب والتكامل (PIa). V d c e ( p ) = V d c ∗ ( p ) - V d c ( p ) . (18)يعمل خرج منظم PIA كتيار مرجعي للبطارية. I b a t ∗ ( p + 1 ) = I b a t ∗ ( p ) + k p d c V d c e ( p + 1 ) + k i d c { V d c e ( p + 1 ) - V d c e ( p)} ، (19)حيث، kpdc و kidc هي مكاسب لـ PIA، في المقابل. الشكل 3 مفتوح في عارض الشكلباور بوينت ثنائي الاتجاه DC - DC محول تحكم يؤدي طرح تيار BES المستشعر (IBAT) مع I*BAT، إلى خطأ، يتم توفيره إلى PIb ويتم حسابه على النحو التالي، I b a t e ( p ) = I b a t ∗ ( p ) - I b a t ( p ) . (20)يتم تعيين الإيبات كمدخلات منظم PIb، في حين يتم حساب ناتجها على النحو التالي: I e r ∗ ( p + 1 ) = I e r ∗ ( p ) + k p b a t I b a t e ( p + 1 ) + k i b a t { I b a t e ( p + 1 ) - I b a t e ( p)} ، (21)حيث kpbat و kibat هي مكاسب للأجزاء النسبية والمتكاملة من PIb، في المقابل. يتم توفير دورة التشغيل، أي I*er، لمغير عرض النبضة لتشكيل منطق التبديل للمحول ثنائي الاتجاه. 4 نتائج المحاكاة يظهر إعداد المحاكاة للنظام في الشكل 4. يتم استخدام مكتبة ماتلاب / سيمولينك لنمذجة نظام تخزين طاقة البطارية الشمسية المتكاملة الكهروضوئية. يتم تحقيق مرشح تموج بواسطة فرع سلسلة R - C. يتم تحقيق الحمل غير الخطي عبر مقوم جسر ثنائي ثلاثي الطور في التركيبة المتوازية مع فرع سلسلة RL. البطارية متوفرة في مكتبة ماتلاب/سيمولينك، والتي تستخدم لإدارة الحمل. تم تحديد معلمات النظام للنموذج الأولي في الجدول أ .1 الوارد في الملحق. الشكل 4 مفتوح في عارض الشكل إعداد محاكاة PowerPoint للنظام 4.1 الإشارات الداخلية للمرشح الرقمي التكيفي لاستخراج المكونات الأساسية من تيار الحمل ومقارنته بالتحكم التقليدي في SOGI يتم تمثيل الإشارات الداخلية للمرشح الرقمي للحصول على مكون التيار الأساسي في الشكل 5(أ)، مما يحسن ملف تعريف الجهد في جانب الحمل وأداء النظام. لا يوجد تحول طوري ملحوظ بين iLa و ifLa. يعرض الشكل 5(ب) مخطط بود للمرشح الرقمي ويلاحظ من مخطط الحجم الذي توفره تقنية التحكم هذه عند محاور صفر ديسيبل وإزاحة الطور الصفري عند التردد الأساسي. لذلك، فإن ifLa في طور مع iLa. بالمقارنة مع التحكم التقليدي، مثل التحكم في التكامل المعمم من الدرجة الثانية (SOGI)، فإن تقنية التحكم هذه أفضل في قدرة رفض التوافقيات. وبالتالي، تم العثور على ملف تعريف جهد PCC بشكل أفضل مع وحدة التحكم الرقمية التكيفية مقارنة بالتحكم في التوجه الجنسي والهوية الجندرية. تظهر مقارنة المرشح الرقمي بوحدة تحكم تقليدية، أي خوارزمية التكامل المعمم من الدرجة الثانية (SOGI) تحت فصل وتوصيل حمل الطور "أ" في الشكل 5(ج)، مما يدل على أن التحكم في المرشح الرقمي له استجابة ديناميكية أسرع مقارنة بالتحكم التقليدي في SOGI. تُظهر تأثيرات إزالة الحمل على ifLa أن نهج التحكم في المرشح الرقمي يتقارب بسرعة، أي يصل إلى الصفر في الدورة مقارنة بالتحكم في التوجه الجنسي والهوية الجندرية. وبالتالي، فإن التحكم الرقمي القائم على المرشح يتمتع بأداء أفضل مقارنة بوحدة التحكم التقليدية الحالية، أي SOGI. الشكل 5 مفتوحة في عارض الشكلPowerPoint الإشارات الداخلية للمرشح الرقمي التكيفي ومخطط البود. (أ) الإشارات الداخلية للمرشح لاستخراج ifLa من iLa ؛ (ب) مقارنة مخطط البود للمرشح الرقمي مع التحكم في SOGI ؛ (ج) مقارنة الاستخراج للمكون الأساسي للتحكم الرقمي التكيفي مع التحكم في SOGI 4.2 الاستجابة للنظام عند تباين الحمل يعرض الشكل 6 استجابة النظام عند اضطراب الحمل. عند t = 2.1s، مع زيادة الحمل، يتم تقليل حجم تيار شحن BES، وبالتالي يتم تلبية طلب الحمل بواسطة BES. يزداد تيار شحن BES مرة أخرى، عندما ينخفض طلب الحمل عند t = 2.2s. يتم الحفاظ على فلطية طور الحمل الجيبي (vLabc) بشكل جيد عند اختلاف الحمل. لا يوجد تغيير في الطاقة الكهروضوئية الشمسية عند اختلاف الحمل، وبالتالي، يظل التيار الكهروضوئي ثابتًا. ومع ذلك، عند الحمل المتفاوت، يتم الحفاظ على جهد وصلة التيار المستمر إلى قيمة MPPT. الشكل 6 مفتوح في الشكل المشاهد أداء PowerPoint لنظام التعديل على الحمل 4.3 الاستجابة للنظام المستقل عند تغير الإشعاع الشمسي الشكل 7 يصور استجابة النظام عند تغير الإشعاع الشمسي. ينخفض التشمس الشمسي عند t = 1.3s، لذلك بسبب انخفاض الطاقة الشمسية، ينخفض التيار الكهروضوئي أيضًا. وبالتالي، يتم تقليل تيار شحن BES ويظل طلب الحمل ثابتًا ويتم تحقيقه بواسطة BES. ومع ذلك، عند تغيير الإشعاع الشمسي، لم يلاحظ أي اختلاف في جهد وصلة التيار المستمر وجهد الحمل vLabc، مما يدل على الحفاظ على ملف تعريف جهد PCC بشكل جيد. الشكل 7 مفتوح في الشكل المشاهدباور بوينت استجابة وحدة التحكم المستقلة على تغيير التشمس الشمسي 4.4 تشغيل VSC لنظام PV - BES الشمسي على عدم إمكانية الوصول إلى الطاقة الشمسية يتم عرض سلوك نظام PV - BES الشمسي، عندما يتم تقليل التشمس الشمسي إلى الصفر عند t = 1.5 ثانية، في الشكل 8. تيار BES إيجابي، مما يدل على أن BES يأتي إلى وضع التفريغ، وبالتالي فإنه يوفر الطاقة للحمل. في حالة عدم توفر الطاقة الشمسية، أي أثناء الليل، انخفض IPV المقابل إلى الصفر. ومع ذلك، خلال هذا الاختلاف، لم يلاحظ أي تغييرات في جهد الحمل وجهد وصلة التيار المستمر. وبالتالي، يتم الحفاظ على طلب الحمل أثناء الليل. الشكل 8 مفتوح في عارض الشكلPowerPoint استجابة وحدة التحكم المستقلة على عدم إمكانية الوصول إلى الإشعاع الشمسي 4.5 استجابة وحدة التحكم على فصل الحمل يظهر سلوك نظام PV - BES الشمسي عند فصل الحمل في الشكل 9. يتم زيادة تيار الشحن BES تحت فصل الحمل عند t = 1.8s. نظرًا لعدم وجود تباين في القدرة المنفردة، فإن الطاقة الكهروضوئية والتيار الكهروضوئي ثابتان. يتم تنظيم جهد وصلة التيار المستمر وفقًا لقيمة MPPT. تكون فلطية الحمل جيبية ومتوازنة عند إزالة الحمل. وبالتالي، يتمتع النظام بأداء مرضٍ عند فصل الحمل. الشكل 9 مفتوح في عارض الشكلاستجابة PowerPoint لنظام PV - BES المستقل على فصل الحمل 4.6 مقارنة تقنية التحكم القائمة على الفلتر الرقمي التكيفي ووحدة تحكم العلاقات العامة مع التحكم التقليدي القائم على وحدة تحكم PI وبدون فلتر رقمي الأطياف التوافقية لجهد الحمل بدون فلتر رقمي تكيفي ومع وحدة تحكم PI التقليدية موضحة في الشكل 10(أ)، في حين أن vLab مع الفلتر الرقمي التكيفي ووحدة تحكم العلاقات العامة غير المثالية موضحة في الشكل 10(ب) لتيار الحمل غير الخطي كما هو موضح في الشكل 10(ج). يوضح الشكل 10(أ) أنه في نهج التحكم في الجهد، عند طرح تيار الحمل المستشعر من تيار الحمل المرجعي، يكون THD لجهد PCC هو 3.94 ٪. ومع ذلك، يتم تقليل جهد PCC THD إلى 1.87 ٪ كما هو موضح في الشكل 10(ب)، عند مقارنة جزء أساسي من تيار الحمل غير الخطي الذي تم الحصول عليه من خلال الفلتر الرقمي التكيفي مع تيار الحمل المرجعي وبالتالي، تكون التوافقيات في جهد PCC ضمن الحدود المحددة ووفقًا لمعيار IEEE -519. يبلغ تيار الحمل غير الخطي 27.54 ٪ كما هو موضح في الشكل 10(ج). يوضح الشكل 11(أ) خطأ الحالة الثابتة بين vLa و v*La ليس صفرًا مع وحدة تحكم PI التقليدية، في حين يصور الشكل 11(ب) أن خطأ الحالة الثابتة هو صفر من خلال استخدام وحدة تحكم العلاقات العامة غير المثالية. يوضح الشكل 11(ج) مخطط بود لوحدة التحكم التقليدية ووحدة تحكم العلاقات العامة الرقمية غير المثالية. أداء وحدة التحكم التقليدية في مؤشر الأداء جيد لكميات التيار المستمر مقارنة بكميات التيار المتردد. تتمتع وحدة التحكم في العلاقات العامة غير المثالية هذه بكسب محدود عند التردد الأساسي، وبالتالي فهي تقضي على خطأ الحالة الثابتة بين كميتي التيار المتردد. يتم عرض مرشح رقمي تكيفي مع مقارنة وحدة تحكم العلاقات العامة الرقمية غير المثالية مع تقنيات التحكم التقليدية الأخرى في الجدول 1. الشكل 10 مفتوح في تحليل عارض الشكلPowerPoint التوافقي. (أ) vLab بدون تقنية المرشح الرقمي ومع وحدة تحكم PI التقليدية. (ب) vLab مع تقنية المرشح الرقمي ووحدة تحكم العلاقات العامة غير المثالية. (ج) iLa، الشكل الحالي للحمل غير الخطي 11 مفتوح في عارض الشكلPowerPoint مقارنة وحدة تحكم PI التقليدية مع وحدة تحكم العلاقات العامة غير المثالية. (أ) vLa، v*La بدون تقنية المرشح الرقمي ومع وحدة تحكم PI التقليدية. (ب) vLa، v*La مع تقنية المرشح الرقمي ووحدة تحكم العلاقات العامة غير المثالية. (ج) مخطط Bode لوحدة تحكم PI التقليدية مع وحدة تحكم PR الرقمية غير المثالية الجدول 1. مرشح رقمي تكيفي مع وحدة تحكم العلاقات العامة غير المثالية مقارنة مع تقنيات التحكم التقليدية الأخرى التحكم الرقمي التكيفي للمعلمات مع وحدة تحكم العلاقات العامة غير المثالية التحكم التقليدي في التوجه الجنسي والهوية الجندرية مع وحدة تحكم العلاقات العامة غير المثالية بدون تحكم رقمي تكيفي مع وحدة تحكم PI التقليدية الأداء تحت إزالة الحمل يصل المكون الأساسي لتيار الحمل إلى الصفر خلال دورة يصل المكون الأساسي لتيار الحمل إلى الصفر في 5 دورات لا يوجد مكون أساسي لاستخراج مكون مكون PCC جهد THD منخفض عبء حساب متوسط متوسط أقل استجابة ديناميكية أقل استجابة سريعة بطيئة بطيئة خطأ ثابت صفر صفر ليس صفر 5 نتائج تجريبية للتحقق من قابلية التطبيق العملي للنظام، يتم استخدام نموذج أولي مطور كما هو موضح في الشكل 12(أ)، لإجراء الاختبارات. الشكل 12 مفتوح في الشكل المشاهد مخطط كتلة PowerPoint لتوصيل الأجهزة والإعداد التجريبي. (أ) مخطط كتلة لتوصيل الأجهزة ؛ (ب) الإعداد التجريبي يتم استخدام المحاكي الشمسي للحصول على الطاقة الكهروضوئية. يتم تنفيذ التحكم في النظام بواسطة OPAL - RT (OP4510). تعطي القارنات الضوئية العزل البصري بين دائرة الطاقة والنبضات التي تم الحصول عليها من خرج دائرة الطاقة والنبضات التي تم الحصول عليها من خرج OPAL - RT. يتم استخدام مستشعرات التيار والجهد بناءً على تأثير هول، أي LA -55P و LV -25 لإدراك الإشارات vLab و vLbc و iLa و iLb و Vdc و Ibat و IPV. يتم استخدام مرسمة الذبذبات الرقمية ومحلل الطاقة للحصول على النتائج التجريبية لنظام التشغيل للحالة الثابتة بالإضافة إلى السيناريوهات الديناميكية المختلفة. يوضح الشكل 12(ب) مخطط الكتلة لتوصيل الأجهزة للنموذج الأولي المطور. تتكون مكونات توصيل الأجهزة من محاكي مصفوفة الألواح الشمسية الكهروضوئية، ومحول ثنائي الاتجاه، و VSC ثلاثي الأرجل، ومحاثات التوصيل، ومرشح التموج، والحمل غير الخطي. يتم إرسال الإشارات المستشعرة من خلال مستشعرات Hall - Effect إلى OP4510 عبر محولات تناظرية إلى رقمية (ADCs). مخرجات ADC هي الإشارات المعطاة لخوارزمية التحكم، والتي يتم تحميلها في مصفوفة البوابة القابلة للبرمجة الميدانية (FPGA). لذلك، يتم توفير تحويل النبضات المولدة للمحول ثنائي الاتجاه و VSC إلى قارنات ضوئية عبر المدخلات والمخرجات الرقمية DIO. تم تحديد معلمات النظام للنموذج الأولي في الجدول أ .1 من الملحق. 5.1 استجابة الحالة الثابتة للتحكم بناءً على الفلتر الرقمي التكيفي ووحدة تحكم العلاقات العامة غير المثالية ومقارنتها بالتحكم التقليدي في PI يتم تمثيل الأشكال الموجية لـ vLab و vLbc vLa و v*La و vLb و v*Lb و vLc و v*Lc iLa و iLb و iLc و Vdc في الأشكال 13(أ)–(ج). يتم الحفاظ على VDC إلى قيمة تتبع MPP. توضح الأشكال 14(أ)–(د) استجابة النظام في سيناريو الحالة الثابتة باستخدام وحدة تحكم العلاقات العامة الرقمية غير المثالية. الشكلان 14(أ) و (ب) الطاقة الحالية لقوة الحمل لـ VSC و iLc. الشكلان 14(ج) و (د) يعرضان تيار VSC للمرحلة "ج"، أي IVSCC. توضح الأشكال 15(أ)–(ج) استجابة النظام بوحدة تحكم العلاقات العامة الرقمية غير المثالية.
add ClaimPlease grant OpenAIRE to access and update your ORCID works.This Research product is the result of merged Research products in OpenAIRE.
You have already added works in your ORCID record related to the merged Research product.This Research product is the result of merged Research products in OpenAIRE.
You have already added works in your ORCID record related to the merged Research product.All Research productsarrow_drop_down <script type="text/javascript"> <!-- document.write('<div id="oa_widget"></div>'); document.write('<script type="text/javascript" src="https://beta.openaire.eu/index.php?option=com_openaire&view=widget&format=raw&projectId=10.1049/rpg2.12086&type=result"></script>'); --> </script>
For further information contact us at helpdesk@openaire.euAccess Routesgold 10 citations 10 popularity Top 10% influence Average impulse Top 10% Powered by BIP!
more_vert add ClaimPlease grant OpenAIRE to access and update your ORCID works.This Research product is the result of merged Research products in OpenAIRE.
You have already added works in your ORCID record related to the merged Research product.This Research product is the result of merged Research products in OpenAIRE.
You have already added works in your ORCID record related to the merged Research product.All Research productsarrow_drop_down <script type="text/javascript"> <!-- document.write('<div id="oa_widget"></div>'); document.write('<script type="text/javascript" src="https://beta.openaire.eu/index.php?option=com_openaire&view=widget&format=raw&projectId=10.1049/rpg2.12086&type=result"></script>'); --> </script>
For further information contact us at helpdesk@openaire.eu